|
| |
 |
Главная » Мануалы 1 2 3 4 5 ... 43 дальнейшее повышение усиления и развязку. Для того чтобы на выходе отсутствовало постоянное напряжение, требуется каскад сдвига уровня. Этот каскад возбуждает выходной усилитель, V- V сс сс  Вышод Входной Второй ди(рф. СдВиг ее Выходной Suipp. усилитель усилитель уровня усилитель Рис. Упрошенная принципиальная схема операционного усилителя. который обычно состоит из комплементарной пары р - п - p/j п - р - п-транзисторов, обеспечивающей низкое выходное со противление и высокую нагрузочную способность по току. Огра-< ничение по току можно также осуществить дополнительной схеч мой. 1.26. Погрешности в операционных усилителях В качестве первого приближения допускается, что операционный усилитель имеет бесконечно большие коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи, входное сопротивление и нулевое выходное сопротивление. Такое допущение, хотя и упрощает анализ и проектирование схем на операционных усилителях, не всегда может быть справедливым. Разработчику следует знать об ограничениях операционных усилителей, вызванных конечностью значений этих параметров, и учитывать их влияние. Конечность коэффициента усиления при разомкнутой петле обратной связи. Уравнения обратной связи для усиления с замкнутой петлей обратной связи были выведены в разд. 1.1 для инвертирующего и неинвертирующего включений усилителя. Здесь они повторяются для удобства: Аа (инверт) = Л (Р - 1)/(1 -f Лор). (1.9) Л(неинверт) = Ло/(1-f ЛоР). (1.13) Оба выражения имеют в знаменателе член 1 -К Лор, где Ао - коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи, ар - коэффициент обратной связи, соответствующий части выходного сигнала, подводимой обратно на вход. Коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи практических усилителей никогда не равен бесконечности и не является вещественным (с нулевым фазовым сдвигом), поскольку и амплитуда, и фаза коэффициента усиления при разомкнутой петле обратной связи изменяются с частотой. Следовательно, вполне вероятно, что на некоторой достаточно высокой частоте произведение Лор может стать равным -1. Это приведет далее к тому, что знаменатель в выражениях (1.9) и (1.13) исчезнет, а коэффициент усиления при замкнутой петле обратной связи будет бесконечно большим, что является условием самовозбуждения. Для предупреждения самовозбуждения необходимо ограничить коэффициент усиления с замкнутой обратной связью таким образом, чтобы произведение Лор было меньше единицы ниже частоты, где фазовый сдвиг усилителя достигает значения 180°. Это осуществляется формированием наклона характеристики коэффициента усиления, начиная с низких частот и продолжая далее со скоростью 6 дБ/октава. Этот метод обеспечения устойчивости называется частотной коррекцией. При больших коэффициентах усиления с замкнутой обратной связью параметр Р очень мал, поэтому требуется и меньшая частотная коррекция. И наоборот, для повторителя напряжения необходима полная коррекция поскольку в этом случае р = 1. На рис. 1.6 приведены типовые характеристики коэффициента усиления при разомкнутой петле обратной связи и фазового сдвига для усилителя iiA741. Кривая усиления имеет две точки излома. Первая (на низких частотах) обусловлена цепью частотной коррекции, которая специально введена для обеспечения устойчивости усилителя. Запаздывание фазы выходного сигнала достигает 45° на этой частоте излома и асимптотически приближается к 90° с увеличением частоты. Наклон амплитудно-частотной характеристики в этом диапазоне составляет 6 дБ/октава. Другая точка излома характеристики усилителя находится в области частоты 5 МГц и обусловлена паразитными параметрами усилителя. Здесь имеет место дополнительный фазовый сдвиг на 45°, а асимптотический фазовый предел становится равным 180°. Наклон характеристики приближается к 12 дБ/октава. Для определения влияния усиления при разомкнутой петле обратной связи на усиление с замкнутой обратной связью инвертирующего усилителя необходимо преобразовать вьфажение (1.9) с подстановкой Ri/{Ri-\- R2) вместо р следующим образом: A(HHBepT.) = (-№)/{[(l + i?2 ?i)Mo]-f 1}. (1.14) Подобным же образом из уравнения (1.13) можно получить выражение коэффициента усиления с замкнутой петлей для неинвертирующего усилителя: ЛЛнеинверт.) = (1 + ,)/{[(l + RM/A,] + 1}. (1.15) Если коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи Ао равен бесконечности, то оба знаменателя становятся равными единице, и предыдущие уравнения примут вид ЛЛинверт.) = - (1.3) Л,(неинверт.)= 1 -f RoJRi (1.5)
i 10 100 ih 10k f00him 10m Частота Гц a 10 100 /л- Юн то к 1М ЮМ Частота, Гц S Рис. 1.6. Частотные характеристики коэффициента усиления и фазового сдвига для усилителя цА74 при разомкнутой петле обратной связи. Vs = ±15 В; Уокр = 25 °С. а - коэффициент усиления; б - фазовый сдвиг. Для конечных значений коэффициента усиления при разомкнутой петле обратной связи знаменатель становится больше единицы, что вызывает уменьшение общего усиления. Вычислением знаменателя для разных значений отношения Ad Ас можно получить таблицу погрешностей усиления (табл. 1.1). Очевидно, что влияние коэффициента усиления при разомкнутой петле обратной связи быстро пропадает с увеличением отношения Ло/Лс. Поскольку в большей части рабочей полосы фазовый сдвиг при разомкнутой обратной связи для переменного сигнала обычно равен -90°, составляющая усиления находится в квадратуре с единицей и тем самым уменьшается ее влияние в знаменателе выражения (1.15). Таким образом, с увеличением отношения Ло/Лс погрешность усиления уменьшается более быстро для сигналов переменного тока, чем для постоянного тока. Входное и выходное сопротивления. Типовое значение входногосопротивления для биполярных ОУ. составляет 1 МОм, тог- Таблица 1.1. Зависимость погрешности усиления от отношения коэффициента усиления без обратной связи к коэффициенту усиления с обратной связью
да как приборы с полевыми транзисторами на входе могут иметь сопротивление 10 Ом или выше. Входная емкость в обоих случаях составляет несколько пикофарад. Выходное сопротивле- ние обычно находится в диапазоне 100 Ом. Эти сопротивления являются параметрами при разомкнутой петле обратной связи. При задействовании обратной связи характеристики сопротивления существенно изменяются. Входное сопротивление неинвертирующего усилителя можно представить выражением i?Bx = a-fP)i? (1-16) где Ri - входное сопротивление при разомкнутой петле обратной связи. Выходное сопротивление при отрицательной обратной связи равно i?BHX = i?o/Hop). (1.17) где Ro - выходное сопротивление без обратной связи. В типовом случае, когда Ri = 1 МОм, Ro = 100 Ом, р = 0,1 и Ао= 10 входное и выходное сопротивления будут равны 100 МОм и 1 Ом соответственно. Из уравнений (1.16) и (1.17) видно, что с увеличением усиления (при меньшей отрицательной обратной связи) параметр р уменьшается и характеристики сопротивления ухудшаются. Наоборот, в случае повторителя напряжения, когда р = 1, входное сопротивление будет наивысшим, выходное - минимальным. Для указанных выше типичных значений Ri, Ro и Ао входное и выходное сопротивления при замкнутой петле обратной связи будут равны 10 МОм и 0,1 Ом соответственно. Поскольку величина Ао уменьшается с увеличением частоты, разработчик должен учитывать, что параметры сопротивления ухудшаются на верхнем краю рабочего диапазона. Это касается И усиления при замкнутой петле обратной связи. Однако, за исключением весьма экстремальных случаев, эти погрешности усиления пренебрежимо малы, и их можно игнорировать. Можно также пренебречь и входной емкостью усилителя (кроме схем со сверхбольшим входным сопротивлением), поскольку в типовом случае она составляет только 1 или 2 пФ. Смещения по постоянному току. Напряжения эмиттер - база двух входных транзисторов во входном дифференциальном усилителе (рис. 1.5) никогда полностью не согласованы. Поэтому на входе имеет место небольшое дифференциальное напряжение   в Рис. 1.7. Регулировка напряжения смещения: при наличии специальных зажимов (а); для инвертирующего усилителя (б); для неинвертирующего усилителя {в)г - смещения Ую, не превышающее в типовом случае 10 мВ. Однако, будучи умноженным на существенный коэффициент усиления при замкнутой петле обратной связи, это смещение в результате дает на выходе усилителя неприемлемое смещение, особенно в случае схем с непосредственной связью. Кроме того, это смещение зависит от температуры. Даже в случае схем со связью по переменному току такое смещение может так сместить рабочую точку выходного каскада, что при больших усилениях может иметь место несимметричное ограничение сигнала. На рис. 1.7 представлены некоторые общие методы подстройки выходного смещения. В схеме рис. 1.7, а потенциометр регулировки можно подсоединить к двум зажимам, которые в некоторых операционных усилителях выводятся специально для этой цели. Внесением небольших токов в точку суммирования обеспечивается возможность регулировки смещения в усилительных схемах на рис. 1.7, б и в. Поскольку Vio зависит от температуры, то однажды отрегулированное смещение может привести к изменению потенциала на выходе с изменением температуры. Однако это обычно не представляет серьезной проблемы, так как температурный коэффициент для Ую составляет всего несколько микровольт на градус Цельсия, В каждую базу транзисторной пары входного дифференциального усилителя должен поступать небольшой ток смещения /в. Эти токи показаны на рис. 1.8 для случая инвертирующего усилителя. Они почти равны за исключением небольшой разности ho. В схеме на рис. 1.8 ток Iib\ порождает на входе напряжение ошибки, определяемое произведением IiBiReq, где Re = RMRi-hR2)- (1-18) В этом случае ток смещения Iib2 по инвертирующему входу не оказывает влияния. Для уменьшения вредного влияния тока Iibi следует избегать больших значений сопротивления резистора Req, Можно также использовать схемы на рис. 1.7.   Рис. 1.8. Входные токи инвертирующего усилителя. Рис 1.9. Уменьшение влияния ных токов. Чаще же используется метод включения резистора Req между неинвертирующим входом и землей (рис. 1.9), что не оказывает влияния на усиление. Однако теперь к неинвертирующему входу прикладывается постоянное напряжение смещения в2?ед. Поскольку данный усилитель является прибором дифференциального типа, результирующая погрешность входного напряжения, обусловленная входными токами смещения, равна UlBl - IlB2)Reci, или IloReq- ТаК кзк токи I[в1 и В2 в типовом случае составляют 80 пА, а разность входных токов не превосходит 20 пА, получается четырехкратное уменьшение погрешности напряжения смещения. В случае неинвертирующего усилителя (рис. 1.3) усиление определяется отношением R2/R1 -h 1. Однако действительные значения сопротивления резисторов Ri и R2 можно выбирать при этом почти произвольно, в частности можно выбрать так, чтобы параллельное соединение Ri и R2 равнялось сопротивлению ре-вистора нагрузки по постоянному току на неинвертирующем входе, т. е. параллельному соединению всех резисторов, подсоединенных между неинвертирующим входом и землей. Для повторителя напряжения резистор можно включить в цепь обратной связи, как показано на, рис. 1.10. .  Если усилитель предполагается использовать только для сигналов переменного тока, то выходное смещение можно умень-uihtb модификацией схемы таким образом, чтобы усиление постоянного смещения было равно единице независимо от величины- усиления по переменному току. Это достигается рключением развязывающего конденсатора, как показано в схеме на рис. 1.11. Частоту среза по уровню 3 дБ характеристики такого инвертирующего усилителя в области низких частот можно вычислить по формуле /здб=1/(2я/?.С)- (1-19) Ниже частоты здб наклон частотной характеристики составляет примерно 6 дБ/октава. Для коэффициентов усиления по пере- Рис. I.IO. Уменьшение смещения в по-, вторителе напряжения.   Рис. t.tl. Уменьшение смещения в усилителях переменного тока. Инвертирующий усилитель (а); неинвертирующий усилитель (б). менному току со значениями более 3-4 частоту среза нижних частот неинвертирующего усилителя также можно вычислить по формуле (1.19). Подавление синфазного сигнала и чувствительность к источнику питания. Коэффициент подавления синфазного сигнала (CMRR) является мерой подавления общего сигнала, прикладываемого одновременно к обоим входам усилителя, по сравнению с дифференциальным входным сигналом. Этот параметр обычно выражается в децибелах и вычисляется по формуле CMRR (дБ) = 20 Ig (А/Ло. с„ ф), (1.20) где Ао - коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи усилителя для дифференциального сигнала, а Ло, синф- соответствующее усиление синфазного сигнала. На рис. 1.12 показана типичная зависимость коэффициента подавления синфазного сигнала операционного усилителя liA741 от частоты. Этот параметр остается постоянным до нескольких сотен герц, а затем начинает уменьшаться и свыше нескольких сотен килогерц становится неприемлемым. Чувствительность к источнику питания (PSRR) является ме-: рой изменения напряжения смещения к вызвавшему его изменению напряжения источника питания и обычно измеряется в микровольтах на вольт. Как правило, этот параметр имеет значение в определении влияния пуль- § fO О f fO fOO in Wh ЮОн fM ЮМ Vacmomd, Гц Рис. 1.12. Частотная зависимость коэффициента подавления синфазного сигнала усилителя цА741. \s = = ±15 в; гокр = 25 С. сации источника питания на усилитель. Это влияние чувствительности к источнику питания на выходной сигнал усилителя можно определить выражением lвык = PSRRXЛ,l/AC, (1.21) где Ас - коэффициент усиления с замкнутой петлей обратной связи, а Yhc - пульсация источника питания. Типичное значение PSRR для операционного усилителя цА74 составляет 30 мкВ/В. Шумы усилителя. Шум операционного усилителя обычно определяется через приведенное ко входу усилителя эквивалентное напряжение шума в нановольтах на корень квадратный из герца, что указывает на эффективное напряжение на 1 Гц полосы. Если, например, при измерении в полосе 25 Гц эквивалентного шума на входе получено значение 500 нВ, то напряжение шума равно 1/ = 500 hb/V25Tit = 5G0 hb/5VrH=I0G HB/Vfu- Напряжение шума Vn должно быть указано на определенной средней частоте, поскольку в рабочей полосе усилителя распределение шумов неравномерно и имеет тенденцию возрастать на частотах ниже нескольких сотен герц. Типичное значение напряжения шума для операционного усилителя р,А741 составляет 45 hB/VTh при измерении на частоте 1000 Гц в полосе 1 Гц. Как и в случае других задаваемых на входе параметров операционного усилителя, напряжение шума на выходе можно определить аналогичным образом путем умножения У„ на Ас (коэффициент усиления при замкнутой петле обратной связи). ,. - Часто входной шум задается в вольтах в квадрате на герц, что можно преобразовать в единицу B/VrH извлечением квадратного корня. Ток шума на входе также может быть задан в амперах на корень квадратный из герца. Скорость нарастания. При подаче на операционный усилитель большого синусоидального сигнала и с увеличением частоты в некоторой точке усилителю будет трудно отслеживать этот входной сигнал. Ограничение скорости изменения выходного напряжения по времени называется скоростью нарастания выходного напряжения и обычно выражается в вольтах на микросекунду. Скорость нарастания усилителя можно измерить путем подачи перепада напряжения на вход и измерения фронта сигнала  а Рис. 1.13. Измерение скорости нарастания выходного сигнала. Входной ступенчатый сигнал (а); выходной сигнал (б). на выходе (рис. 1.13). В этом случае скорость нарастания определяется соотношением Скорость нарастания = AFBbix/A (1.22) В паспортных данных на прибор часто указывается выходной отклик на перепад напряжения на входе схемы повторителя напряжения. Соответствующая скорость нарастания может быть установлена с помощью выражения (1.22). Для операционного усилителя рА741 типичное значение скорости нарастания выходного напряжения составляет 0,5 В/мкс. В других приборах этот параметр достигает значений в несколько сотен вольт в микросекунду. Скорость нарастания зависит от ряда факторов, таких, как тип усилителя, степень частотной коррекции, емкость нагрузки, усиление схемы и размах выходного напряжения. При заданном, типе усилителя для максимизации скорости нарастания можно руководствоваться следующими рекомендациями:  Частота, Гц 1. Использовать минимально приемлемую частотную коррекцию и избегать емкостных нагрузок. 2. Большему усилению схемы соответствует лучшая скорость нарастания. 3. Установить возможно меньшим размах выходного напряжения. Ширина полосы усилителя. Ширина полосы усилителя часто задается через полосу единичного усиления, т. е. частоту, на которой коэффициент усиления при разомкнутой петле обратной связи падает до единицы. Влияние недостаточности последнего на усиление при замкнутой петле обратной связи рассмотрено выше в пункте Конечность коэффициента усиления при разомкнутой петле обратной связи , так что важность расширения полосы очевидна. Параметры операционного усилителя при разомкнутой петле обратной связи измеряются на малых сигналах. При больших размахах выходного напряжения ширина полосы еще больше уменьшается. Ширина полосы при сигнале полной мощности может быть на один или два порядка величины ниже малосигнальной ширины полосы. Ограничение полной мощности выходного сигнала в зависимости от частоты для операционного усилителя j,iA741 показано на рис. 1.14. Здесь размах выходного напряжения соответствует гармоническим 5 7о-ным искажениям при источнике питания dzl5 В. Для расширения полосы полной мощности следует увеличивать до возможных пределов напряжения источника питания. Кроме того, внешняя коррекция должна быть минимальной только для обеспечения устойчивости. Устойчивость усилителя. Выше были представлены уравнения схем при замкнутой петле обратной связи [см. уравнения (1.9) -(1.13)]. Отмечалось также, что усиление по петле ЛоР может быть равно -1 из-за частотной зависимости амплитуды и фазы коэффициента усиления при разомкнутой петле обратной связи. Кроме того, если обратная связь не чисто резистивная, то параметр р также дает фазовый сдвиг. Усиление по петле, равное -1, приводит к условию самовозбуждения или неустойчивости, поскольку знаменатель в приведенных выше выраже- Рис. I.I4. Частотная зависимость размаха выходного напряжения усилителя fxA741. Vs = ±15 В;7окр = = 25 °С; R2 = 10 кОм. 1 2 3 4 5 ... 43 |