|
| |
 |
Главная » Мануалы 1 ... 8 9 10 11 12 13 14 ... 51 3. КАСКАДЫ ОПЕРАЦИОННОГО УСИЛИТЕЛЯ При выборе схем отдельных каскадов необходимо руководствоваться влиянием, которое оказывают параметры этих каскадов на характеристики операционного усилителя. Каждый из каскадов - входной, промежуточный или выходной - определяет ряд параметров операционного усилителя. Например, значительная часть ограничений по точности накладывается входным. каскадом. Расчет этого каскада обусловлен в первую очередь допустимыми величинами погрешностей по постоянному и переменному токам Напротив, промежуточные каскады обеспечивают дополнительное усиление по напряжению и по току, оказывая меньшее влияние на точность. Свойства дифференциальных каскадов, используемых в качестве входных и промежуточных, могут быть описаны на основании материала предыдущих глав. В настоящей главе подобным же образом будут рассмотрены характеристики несимметричных промежуточных каскадов. Будет также проведен анализ свойств выходных каскадов. Последние служат для обеспечения необходИмой величины тока в нагрузке, а также должны исключать влияние нагрузки на характеристики усилителя. Схемы ограничения выходного тока, предотвращающие превышение допустимой мощности рассеяния на транзисторах, рассмотрены на примере типовой'схемы выходного каскада. Взаимодействию различных каскадов, определяющему характеристики усилителя в целом, будет посвящена гл. 4. 3.1. Входные каскады ToilHocTb операционного усилителя в наибольшей степени зависит от характеристик входного дифференциального каскада. Погрешности последующей части усилителя значительно ослабляются благодаря усилению первого каскада. Этот вопрос будет рассмотрен в следующей главе. При проектировании входного каскада необходимо руководствоваться требованиями к точности операционного усилителя, которые определяются исходя из предполагаемых применений. Входной каскад относится к дифференциальным, и описание его свойств содержится в предыдущих главах. Проектирование каскада производится на 106 Гтва 3 основе изложенного выше материала и требований к параметрам усилителя. При этом лспользуется методика разд. 1.5. В процессе проектирования рассматриваются параметры как по по-, стоянному, так и по переменному току. Высокая точность по постоянному току должна сочетаться с большим усилением по напряжению, высоким входным сопротивлением и большим подавлением синфазного сигнала. Входные погрешности и их дрейф обусловлены напряжением смещения, входными токами и разностным током. Эти погрешности непосредственно суммируются с входным сигналом. В случае применения усилителя для получения высокого усиления или в режиме интегратора подключе*кие к входам большого сопротивления или емкости ставит точность по постоянному току в сильную зависимость от входных токов каскада. Входной каскад должен обеспечивать подавление синфазного сигнала, потому что синфазная помеха не может быть отделена от полезного сигнала на выходе. Полная величина подавления синфазного сигнала в операционном усилителе* определяется первым каскадом. Большое усиление каскада не только обеспечивает стабильность коэффициента усиления при охвате обратной связью, но и уменьшает влияние погрешностей последующих каскадов по постоянному току и синфазным сигналам. Погрешность, возникающая вследствие шунтирования источника сигнала и цепи обратной связи, определяется входным сопротивлением первого каскада. Точность операционного усилителя по переменному току зависит главным образом от шумов, полосы пропускания и скорости нарастания сигнала во входном каскаде, так же как и от рассмотренных выше параметров: усиления, входного сопротивления и подавления синфазного сигнала. Шум первого каскада усиливается вместе с сигналом и поэтому является основным источником шумовой погрешности усилителя. Полоса пропускания входного каскада часто ограничивает полосу усилителя в целом, если этот каскад обладает большим усилением и работает в режиме микротоков. Микрорежим выбирается для снижения входных токов биполярных транзисторов, что желательно с точки зрения повышения точности по постоянному току. Но при этом сужается полоса пропускания, что ухудшает усиление в области высоких частот и точность при охвате усилителя обратной связью. Как будет показано в гл. 5, узкополосный входной каскад обычно нагружается емкостью цепи Частотной коррекции, обеспечивающей устойчивость усилителя. В этом случае достигается самая низкая частота полюса в передаточной характеристике усилителя с коррекцией и наибольшая площадь усиления. Емкостная нагрузка уменьшает скорость изменения выходного напряжения до величины, определяемой ско]ростью перезаряда емкости. В процессе перезаряда коррек-  Фиг. 3.1. Типовые схемы входных каскадов. тирующего конденсатора каскад полностью разбалансируется, и величина зарядного тока, как было установлено в разд. 1.5, равна 2/с или 21г>. При этом скорость нарастания сигнала будет определяться выражением de dt = -тг- или где вс - напряжение на конденсаторе С. Частотные характеристики в режиме большого сигнала ухудшаются из-за ограничения скорости нарастания, накладываемого цепью коррекции в первом каскаде. Сигналы больших амплитуд искажаются на частотах, соответствующих предельной скорости. Это еще один вид погрешностей по переменному току. На фиг. 3.1 приведены типовые схемы входных каскадов на биполярных и полевых транзисторах. Выбор одного из этих типов определяется прежде всего величинами сопротивлений во 108 Глава 3 внешних цепях. Обычно режим входных каскадов задается источником тока на транзисторе. Это улучшает подавление синфазного сигнала по сравнению со случаем использования резистора в цепи эмиттеров или истоков первого каскада, как показано в разд. 1.5. Балансировка в цепях эмиттеров или истоков первого каскада обеспечивает управление смещением без нарушения режима, происходящего в случае подстройки в других точках усилителя. В последующих каскадах приходится иметь дело с усиленным напряжением смещения, и поэтому для компенсации требуется вносить больший разбаланс в режимы. Соображения по выбору рабочих точек и величин резисторов в цепях подстройки изложены в,разд. 1.5. Диапазон синфазных сигналов усилителя по существу определяется первым каскадом, который имеет для них ничтожное усиление, и поэтому на последующий каскад поступает малый синфазный сигнал. Если величины сопротивлений в цепях источника сигнала и обратной связи не превышают 50 кОм, на входе усилителя обычно используются биполярные транзисторы. При этом достигается, как правило, большее усиление, чем в случае применения полевых транзисторов. Это связано с тем, что крутизна характеристики биполярных транзисторов, равная 1/ге, выше, чем значение параметра gfs для полевых. Если сопротивления превышают 50 кОм, то входные и разностный токи биполярных транзисторов и дрейф их величин создают большие погрешности по постоянному току, чети напряжение смещения и его дрейф полевых транзисторов. Входные токи последних изменяются в пределах от 5 пА до 4 нА в самом широком температурном диапазоне. В результате погрешности по постоянному току малы, даже если сопротивления источника сигнала намного больше 50 кОм. Скорость нарастания сигнала во входном каскаде на полевых транзисторах, рабочая точка которого соответствует уровню нулевого дрейфа, обычно во много раз больше, чем в каскаде на биполярных транзисторах, работающем в микрорежиме. Помимо рассмотренных здесь основных схем, часто используются также специализированные схемы входных каскадов, описанные в предыдущих главах. Каскодная схема, о которой говорится в разд. 1.5, позволяет ..улучшить многие из упомянутых параметров операционного усилителя, влияющих на точность: входную емкость, полосу пропускания, подавление синфазного сигнала и токи утечки. Входной каскад с динамической нагрузкой, описанный в том же разделе, намного увеличивает усиление по напряжению, что, как указывалось выше, положительно сказывается на ряде характеристик как по постоянному, так и по переменному току. Усиление по напряжению порядка 1000, достигаемое в таком каскаде, обеспечивает хоро- шую развязку от погрешностей последующих каскадов. Для снижения входных токов операционных усилителей обычно используются резистивные схемы, подводящие токи к базам первого каскада, как показано в разд. 2.3. В некоторых случаях с той же целью используются описанные в том же разделе дифференциальные каскады по схеме Дарлингтона, хотя такое решение существенно увеличивает смещение и дрейф. Предотвращение перенапряжений, обусловленных большими величинами дифференциального сигнала, достигается схемами защиты по входу, подобными показанной на фиг. 3.1 для случая каскада на биполярных транзисторах. При отсутствии защиты большие входные сигналы сместят один из переходов эмиттер - база в обратном направлении, и при этом может быть превышена величина напряжения пробоя, равная в среднем 6 В для кремниевых планарных транзисторов. В этом случае через входные зажимы потекут большие токи, и на переходе, смещенном в обратном направлении, будет рассеиваться значительная мощность. Очевидно, необходимо ограничить величину тока. Большие сопротивления резисторов, включенных после- довательно в базовые цепи, ограничат ток и предотвратят выход транзистора из строя, но они также создадут /?С-цепочку совместно с входной емкостью, что приведет к появлению полюса передаточной функции. Одновременно возникнут дополнительные погрешности по постоянному току из-за влияния входных токов. Необходимо не только ограничить токи, для того чтобы избежать отказа транзисторов, но, кроме того, тщательно учесть влияние обратного тока на величины коэффициентов усиления р и напряжений эмиттер - база Vbe- Обе эти величины изменяются вследствие воздействия состояния пробоя, даже если ограничена рассеиваемая на транзисторе мощность. Таким образом, разбалансируются согласованные величины па-раметро'Ь р и Veb и возрастут погрешности по постоянному току и дрейф. Для того чтобы избежать подобного ухода параметров, в защитную схему включаются диоды, ограничивающие дифференциальное напряжение, которое не может теперь превысить величины прямого падения на диоде. Величины сопротивлений защитных резисторов могут быть снижены по сравнению с разобранным выше случаем, потому что падение напряжения на диоде величиной 0,6 В позволяет допустить гораздо большие токи, чем обратное пробивное напряжение порядка 6 В. Защитная схема в выключенном состоянии оказывает несущественное влияние на малосигнальные характеристики входного каскада до частот порядка нескольких мегагерц. Величина емкостей защитных диодов увеличивается примерно до 3 пф из-за малых обратных напряжений. Входная емкость каскада на повышенных частотах возрастает примерно в три раза. Характеристики операционных усилителей широкого применения на частотах свыше 1 МГц не имеют особого значения. Однако в специальных широкополосных усилителях частотные искажения, вносимые защитной схемой, могут оказаться существенными. Описанная выше схема защиты . потребляет большие входные токи при перегрузке, что нежелательно для некоторых применений. Так, если дифференциальный каскад используется в режиме переключения, состояние перегрузки по входу является обычным и действие защитной схемы может привести к шунтированию источника сигнала. В таких / случаях хорошие результаты дает другой метод защиты, заключающийся во включении диодов с высокими обратными пробивными напряжениями после- довательно с эмиттерами транзисторов, как показано на фиг. 3.2. Обратный ток эмиттерных переходов, который возникает при воздействии больших сигналов на входе, в этой схеме ограничен малым током утечки защитного диода. Сколько-нибудь существенный ток -не может возникнуть, пока входной сигнал не превысит большого пробивного напряжения защитного диода. Недостатком рассмотренной защитной схемы является наличие во входной цепи двух дополнительных переходов, смещенных в прямом направлении. Рассогласование защитных диодов увеличивает напряжение смещения и его дрейф. Дополнительные погрешности по постоянному току не коррелируются с погрешностями транзисторов, и поэтому типовые величины смещения и дрейфа оказываются увеличенными ие вдвое, а в / 2 раз.  Фиг. 3.2. Схема защиты по входу при помощи диодов в эмиттерных цепях. 3.2. Промежуточные каскады Исходными предпосылками при проектировании входного каскада являются, как говорилось в предыдущей главе, повышение точности усилителя, которое достигается уменьшением погрешностей по постоянному и переменному токам в этом каскаде, а также понижением влияния погрешностей, вносимых последующими каскадами, что осуществляется при увеличении коэффициента усиления. В результате характеристики промежуточных каскадов менее ответственны. В следующей главе будет рассмотрен метод приведения погрешностей промежуточных каскадов к входу усилителя. Здесь же речь пойдет только о характеристиках самих промежуточных каскадов. Главное внимание в процессе их проектирования уделяется вопросам получения дополнительного усиления по напряжению, обеспечения усиления по току между первым и выходным каскадами и сдвига уровня рабочей точки для получения нуля на выходе. Первое требование вытекает из необходимости высокого усиления операционного усилителя; зачастую основную часть этой задачи решают именно промежуточные каскады. Они также обеспечивают значительное усиление по току до выходного каскада. Такое преобразование сопротивлений облегчает работу по току для входного каскада. Выбор режима промежуточных каскадов позволяет получить нуль на выходе усилителя, в то время как напряжения на выходах первого каскада обычно существенно отличаются от потенциала земляной шины. В качестве промежуточных каскадов используются как симметричные, так и несимметричные схемы. Если операционный усилитель не должен обладать симметричным выходом, то по меньшей мере часть промежуточных каскадов имеет несимметричную конфигурацию. Критериями для выбора одного из двух видов схем являются требования по подавлению синфазного сигнала и вид нагрузки каскада по постоянному току.Подавление синфазного сигнала (CMRR) достигается благодаря высокому усилению дифференциального сигнала и малому усилению синфазного сигнала дифференциальным каскадом. Несимметричная часть схемы не влияет на это подавление, т. е. величина коэффициента CMRR определяется дифференциальными каскадами усилителя. Однако если заменить несимметричные каскады промежуточной части усилителя дифференциальными, то Это не даст существенного выигрыша вследствие преобладающего влияния другого вида погрешностей. Такими погрешностями являются дифференциальные сигналы, возникшие из синфазных под действием схемных разбалансов .(разд. 1.4), и подавление синфазного сигнала последующими каскадами не может оказать никакого влияния на эти погрешности. Кроме того, необходимо оценить нагрузочное действие обоих видов каскадов по постоянному току. Дифференциальный каскад образуется из двух несимметричных, при этом происходит взаимная компенсация смещения и дрейфа обоих транзисторов схемы. Как будет показано в разд. 4.2, дальнейшее улучшение характеристик, достигаемое каждым последующим дифференциальным каскадом, несущественно, поскольку погрешности по постоянному току каждого каскада уменьшаются пропорционально усилению предыдущей части усилителя. В операционных усилителях распространенных типов  I Дифференциаль- \ Каскад с\ Эмиттерный ный каскад оби/им \ повторитель истоком Ф и Г; 3.3. Основные методы сдвига уровня. используются только два дифференциальных каскада со средним усилением или один с повышенным. .В качестве промежуточных каскадов широко используются дифференциальные каскады на биполярных или полевых транзисторах, каскады с общим эмиттером или общим истоком, эмиттерные или истоковые повторители и всевозможные разновидности этих схем. Характеристики дифференциальных каскадов описаны в предыдущих главах, а свойства несимметричных каскадов будут рассмотрены ниже. Любую из указанных схем можно использовать для сдвига уровня, как, например, показано на фиг. 3.3. Каждый из нагружающих каскадов осуществляет переход от напряжения, соответствующего рабочей точке первого каскада по выходу, к нулю. Согласование по постоянному потенциалу дифференциальных каскадов достигается применением транзисторов противоположных типов проводимости. При этом разность между уровнями напряжений оказывается приложенной к переходам коллектор - база промежуточного каскада. Аналогичная ситуация возникает для каскада с общим истоком. В случае эмиттерного повторителя сдвиг уровня осуществляется при помощи делителя напряжения. Это приводит к уменьшению усиления, поэтому часто используются модификации данной схемы, которые будут рассмотрены ниже. На фиг. 3.4 представлены основные схемы повторителей на биполярных транзисторах, применяемые в качестве промежу-  ТОЧНЫХ каскадов. Аналогичным образом выглядят схемы на полевых транзисторах. В повтори- о- телях, используемых как преобразователи сопротивления без сдвига уровня, величина Re = 0. Как указывалось выше, сдвиг уровня при помощи делителя напряжения приводит к снижению усиления. Улучшение соотношения величин сопротивлений, уменьшающее потерю усиления, достигается в двух модификациях основной схемы. Внутреннее сопротивление стабилитрона мало по сравнению с величиной сопротивления обычного резистора Rl, что снижает потерю усиления. Однако шум стабилитрона часто оказывается неприемлемо большим для применения этой схемы в операционном усилителе. Данный недостаток устраняется в третьей схеме (фиг. 3.4), где вместо R используется транзисторный источник тока, обладающий высоким внутренним сопротивлением. Компенсация шунтирующего действия емкости источника тока осуществляется конденсатором Се, шунтирующим резистор Re. Влияние емкости С с рассмотрено в разд. 1.5. Несмотря на различные величины сопротивлений делителя, все три повторителя могут быть описаны одними и теми же выражениями. Для анализа используется эквивалентная схема фиг. 3.5. Результаты анализа представляют собой простое обобщение основных характеристик эмиттерного повторителя и Фиг. 3.4.. Схемы промежуточных каскадов на основе эмиттерного повторителя.  гЛЛЛЛ vWV Ге Фиг. 3.5. Каскад эмиттерного повторителя, Входное сопротивление определяется по формуле где R. = RE + -e, RiiRe + Ri) при i?,+ /?.<r,(l-a). (3.3) Выходное сопротивление равно Ro[Re + -)lRL при Ro<rc. (3.4) Полагая, как принято при построении эквивалентной схемы, что шунтирующее действие Гс на выход пренебрежимо мало, получим входную емкость как сумму емкости Сс и части емкости Сеь, последняя пропорциональна размаху напряжения на Сеь- Входная емкость выражается соотношением CiCc4---Ca при rc:$>Re+RL. (3.5) Емкость Ci приводит к появлению полюса передаточной характеристики, определяемого /?С-цепочкой, состоящей из Cj и параллельного соединения входного сопротивления и внутреннего сопротивления источника сигнала. Пренебрегая вторым слагаемым в выражении для Cj, получаем Каскад истокового повторителя (фиг. 3.6) описывается аналогичным образом. Усиление по напряжению на низких частотах равно при rgs>Ro,rgs:> Rs + Rl, rds>Rs + RL- (3.7) приведены здесь для справки. Коэффициент усиления по напряжению равен к -- при . Ro < (3.1) 1 ... 8 9 10 11 12 13 14 ... 51 |