Главная » Мануалы

1 ... 43 44 45 46 47 48 49 ... 51

Модуляция и демодуляция

Вход 6-

Фазоеый детектор

Фильтр нижних частот

Генератор, управляемый напряжением

Фиг. 11.19. Блок-схема контура с фазовой синхронизацией.

Основным ограничением ЧМ-демодуляторов с измерением пё риода является их небольшой динамический диапазон. Тем не менее не составляет труда рассчитать демодулятор с частотным диапазоном 10: 1, а в принципе возможно достичь и диапазона 100: 1. Наибольшее значение имеют два источника ошибок:

1. Импульсы в последовательности ег имеют конечную длительность. Каждый из импульсов должен сначала остановить интегратор, затем происходит передача пикового значения

в схему ДЗУ; после этого интегратор должен быть установлен на нуль. Все эти операции можно выполнить очень быстро, но они все же ограничивают разрешающую способность при измерении периода.

2. Большинство выпускаемых в настоящее время делителей имеют ограниченный динамический диапазон. Ошибка же, как правило, возрастает с уменьшением знаменателя, Следовательно, по мере расширения пределов изменения Vp погрешность, обусловленная делителем, будет расти.

Однако даже с учетом этих ограничений способ демодуляции ЧМ-сигналов посредством измерения периода является важным инструментом преобразования частотной информации в напряжение постоянного тока. В этом способе не используется усреднение по нескольким циклам колебаний, и благодаря этому демодулятор может очень быстро реагировать на изменения частоты.

5. Демодуляция ЧМ-сигналов с использованием фазовой синхронизации Описанные выше способы демодуляции ЧМ-сигналов рассчитаны на работу с сигналами в условиях без помех. Собственно форма колебаний не имеет существенного значения, но любая помеха, которая затрудняет обнаружение точки пересечения с нулевым уровнем, может послужить источником

1) Этот вид демодуляции по существу представляет собой следящий фильтр. - Прим. ред.

456 . Глава 11

ошибок. В тех случаях, когда с шумами приходится считаться, целесообразно воспользоваться схемой демодуляции с фазовой синхронизацией. Блок-схема демодуляции по этому способу приведена на фиг. 11.19.

Чтобы проанализировать работу схемы, примем, что входной сигнал ei и сигнал генератора, управляемого напряжением, во (О описываются выражениями

ei(0 = VsSin( /+ei). . (11.15).

eo(/) = FoCos(oc,/ + eo). (11.16)

Когда (01 -бо) равно нулю, фаза выходного сигнала на 90° отличается от фазы входного. В качестве фазового детектора можно использовать умножитель. Выходное напряжение умножителя ем - oei/lO и, следовательно,

ем (О =[sin Ы + е.) cos Ы + бо)] =

® °

+ cos2(us/sineiCosGo -sinwcosGjsinOo - - cos coj,/sin со/sin Gi sin Go). (11-17)

Если теперь пропустить напряжение ем через фильтр нижних частот с тем, чтобы избавиться от всех двухчастотных членов, то получим

ем, среди = (sin е, COS Go - cos Gi sin Go) = sin (6, - Bo).

(11.18)

Если этот отфильтрованный сигнал использовать для управления частотой ГУН, то частота напряжения ео будет изменяться до тех пор, пока разность фаз не станет минимальной. В результате два сигнала будут синхронизованы по фазе. Выходное напряжение ГУН будет сдвинуто по фазе на 90° относительно входного и будет следить за входным сигналом по частоте. Усредненный сигнал, получаемый на выходе фильтра нижних частот, управляет ГУН и пропорционален фазе входного сигнала до тех пор, пока контур не вышел из синхронизма (Gi-Go <90°).

Сконструировать действующую схему с фазовой синхронизацией нетрудно, однако оптимизировать ее для условий данного конкретного применения и рассчитать степень подавления помех, скорость захвата сигнала, вероятность синхронизации и другие подобные параметры - задача очень сложная. Эти вопросы рассматриваются в других книгах [5].

Фильтр нижних частот

Дополнительный выходной фильтр

0.2мкФ

I Выходной сигнал, ГГ пропорциональный частоте

Фиг. 11.20. Демодулятор частотно-модулированных сигналов с контуром фазовой синхронизации. , в качестве ГУН можно использовать одну из схем. описанных в разд. 11.12, или же взять какой-либо ГУН. выпускаемый промышленностью. При показанных на схеме номиналах ГУН должен иметь частоту 1 кГц +1 кГц/0,5 В в диапазоне 20 :1,

-10 В о-~

Опорное напряжение

1М0м лЛЛЛ-

Электронный ключ 9859/15

1мкФ

ШОм -АЛЛ-г

Управление режилюм

е.

Фиг. 11.21. Демодуляция ШИМ-сигналов.

Типичная схема демодулятора с фазовой синхронизацией, в которой используются операционные усилители и аналоговые функциональные модули, показана на фиг. 11.20. При значениях параметров, указанных на схеме, допустимые пределы изменения частоты составляют 20: 1, амплитуда сигналов также может изменяться в пределах 20:1, и такие изменения не вызовут срыва синхронизации.

11.4.3. Демодуляция сигналов с широтно-импульсной модуляцией

Последовательность импульсов, модулированных по длительности, легко преобразовать в напряжение постоянного тока. Простая фильтрация с помощью фильтра нижних частот даст напряжение, пропорциональное длительности импульсов. Если амплитуда ШИМ-сигналов непостоянна, можно применить схему, показанную на фиг. 11.21. В этом случае высота импульсов

будет пропорциональна опорному напряжению. Изменение длительности импульсов в сигнале ei вызывает соответствующие изменения в длительностях включенного и выключенного состояний электронного ключа. В результате уровень выходного сигнала не будет зависеть от флуктуации амплитуды импульсов в сигнале ei.

ЛИТЕРАТУРА

1. Когп G. А., Когп Т. М., Electronic Analog and Hybrid Computers. McGraw-Hill. New York, 1964; есть русский перевод: Корн Г., Корн Т., Электронные аналоговые и аналого-цифровые вычислительные машины, изд-во Мир , 1967.

2. Когп G. А., Exact Design Equations for Operational Amplifiers with Four-terminal Computing Networks, IRE Trans. Electron. Computers (February, 1962).

3. Applications Manual for Operational Amplifiers, Philbrick/Nexus Research. Dedham, Mass., 1965.

4. Petti tt J. M., Electronic Switching, Timing, and Pulse Qrcuits, McGraw-Hill, New York, 1959.

5. Gardner Floyd M., Phaselock Techniques, John Wiley, New York, 1965.

6. Cace Т., Designing With Packaged Analog Multipliers, EEE (May 1969).

7. Cace Т., Designing with Nonlinear Function Modules, EEE (September, 1969).

ПРИЛОЖЕНИЕ А

Основы теории цепей

В настоящем приложении представлены основные свойства операционных усилителей. Величины каждого из указанных здесь параметров рассчитываются в процессе проектирования усилителя, это было подробно рассмотрено в главах 1-5. Методика измерений каждого из параметров приведена в приложении Б.

А.1. Основнне положения

Операционный усилитель представляет собой просто усилитель постоянного тока с высоким коэффициентом усиления. Он обычно рассчитывается таким образом, чтобы усиливать сигналы в широком диапазоне частот, и используется с внешними цепями обратной связи. Имеются операционные усилители с одним входным зажимом, но значительно чаще применяются операционные усилители с дифференциальным входом. Почти все усилители обладают несимметричным выходом. Таким образом, к большей части операционных усилителей применимо обозначение, приведенное на фиг. А.1. Несимметричные усилители могут рассматриваться как частный случай дифференциального усилителя с заземленным неинвертирующим входом.

При расчете операционных усилителей стремятся приблизить его параметры к некоторым идеальным. Реализовать такие идеальные параметры практически, конечно, не удается, но принятие такой идеализации в процессе предварительного анализа усилителей, охваченных обратной связью, весьма .удобно.

Идеальный усилитель обладает следующими свойствами:

1. Усиление бесконечно велико (Л->-оо).

2. Напряжение на выходе равно нулю при нулевой разности напряжений на входах, т. е. ео=0 при

61 = 62.

3. Входное сопротивление бесконечно ео-Щ-е,) велико (Z,->oo).

4. Выходное сопротивление равно ну-Ф И Г А I Условное обо~ ЛК) )

значение операционного 5. Полоса пропускания бесконечна усилителя. .(усилитель не вносит задержки).

Свойства усилителя, охваченного обратной связью, определяются в основном цепью обратной связи. Это будет показано в дальнейшем при анализе двух наиболее распространенных видов обратной связи, обеспечивающих Инвертирующий и неинвертирующий режимы работы.

А.2. Основная инвертирующая схема

Схема, показанная на фиг. А.2, относится к классу инвертирующих. Характерной особенностью таких схем является заземление неинвертирующего входа. При анализе инвертирующего включения, исходя из принятой идеализации свойств усилителя, будем считать, что входной ток равен нулю, а коэффициент усиления А достаточно велик. При этих допущениях справедливы соотношения .. -

ei - Bs

бо = - Ае

es - eo

Разрешая данную систему уравнений относительно eo/ei и опуская члены, стремящиеся к нулю, получаем коэффициент передачи усилителя с замкнутой обратной связью в виде

Заметим, что при инвертирующем включении происходит перемена знака сигнала, а величина коэффициента передачи целиком определяется параметрами элементов цепи обратной связи. Кроме того, напряжение es на инвертирующем входе при достаточно большом коэффициенте усиления А усилителя стремится к нулю, т. е.

->0 при Л-> оо.

Это свойство схемы позволяет рассматривать инвертирующий вход как точку кажущейся земли . По- + скольку Bs-O, величина тока через S, сопротивление Zj равна

Таким образом, величина тока h не зависит от значения Zi?.Однако

Фиг. А.2. Инвертирующий усилитель с обратной связью.

этот же ток протекает и через сопротивление Zp, поскольку входные токи отсутствуют (Zj == = оо). Напряжение на инвертирующем входе, а следовательно,и на левом (по схеме фиг. А.2) конце резистора Zp равно нулю. 6 Очевидно, что напряжение на 0 другом конце, т. е. выходное на-

iпряжение усилителя, будет равно -hZp = бо- Входное полное - сопротивление схемы, равно про-

Ф и г. А.З. Суммирующий усили- СТО Zi.

тель. Видоизменением простейшего

инвертирующего усилителя является схема сумматора (фиг. А.З), в которую добавлены дополнительные источники сигнала и сопротивления. Инвертирующий вход, который в данном случае можно назвать суммирующей точкой , сохраняет потенциал земли, и входные токи каждого из источников не зависят один от другого. Следовательно,

Через элемент цепи обратной связи Zp протекает сумма этих токов, и выходное напряжение будет равно

2р 2 Z

(А.2)

Таким образом, схема на фиг. А.З работает как суммирующий усилитель, в котором могут быть установлены различные масштабные коэффициенты для каждого из входных сигналов.

В инвертирующих схемах фиг. А.2 и А.З на входе и в обратной связи могут быть включены не только одиночные элементы (например, резисторы или конденсаторы), но и более сложные цепи, состоящие из ряда линейных или нелинейных элементов. Независимо от сложности входной цепи и цепи обратной связи остаются справедливыми следующие положения, общие для всех схем инвертирующего включения:

1. Суммирующая точка является кажущейся землей .

2. Токи через входные зажимы усилителя отсутствуют; ток, попадающий в суммирующую точку из входных цепей, равен току, протекающему в цепи обратной связи.

А.З. Неинвертирующее включение

В предыдущем разделе рассматривались инвертирующие схемы с обратной связью, которые могут быть выполнены как

Ф и г. А.4. Неинвертирующий усилитель с обратной связью.

при помощи усилителя с несимметричным входом, так и на основе усилителя с дифференциальным входом. Настоящий раздел будет посвящен случаю неинвертирующего включения, для которого необходимы операционные усилители, обладающие неинвертирующим входом по отношению к входным сигналам и инвертирующим-для подачи обратной связи. Обычно такие усилители имеют дифференциальный вход, хотя бывают усилители, которые могут работать только в неинвертирующем режиме.

Основная схема неинвертирующего включения приведена на фиг. А.4. Входной сигнал приложен к неинвертирующему входу, а часть выходного сигнала возвращается на инвертирующий вход. При замкнутой петле обратной связи справедливы следующие соотношения:

£] - IiZ] - Bq 2j + Z, *

eo = A{e2 - ei).

Сопоставляя данные уравнения и полагая, что Л - оо, получаем

z, + z.

И-62 = 61.

(А. 3)

Таким образом, коэффициент усиления с замкнутой обратной связью не может быть меньше единицы и определяется соотношением между величинами полных сопротивлений Zi и Zp. Если Zf = 0 (и Zi = 00, т. е. связь между инвертирующим входом и землей отсутствует), то коэффициент передачи в точности равен единице, и усилитель действует - как повторитель по напряжению: выходное напряжение точно равно входному. Преимуществом такого повторителя, как и вообще класса неинвертирующих схем, является свойство развязки сопротивлений, т. е.

Входное сопротивление Zi -> 00, Выходное сопротивление Zo->0.

Подобные усилительные схемы часто используются для изоляции источника сигнала от нагрузки, а следовательно, и для устранения возможности нежелательных взаимодействий или влияния со стороны нагрузки.

При анализе неинвертирующих схем следует учесть следующие основные положения, являющиеся некоторым обобщением

ei 1-ЫМР 1-Ы/Лр

где -

(А. 4) (А. 5)

СВОЙСТВ суммирующей точки, рассмотренных в предыдущем разделе:

1. Разность потенциалов между входами операционного усилителя, охваченного обратной связью и работающего на линейном участке характеристики, равна нулю.

2. Токи через входные зажимы операционного усилителя отсутствуют.

Как и в случае инвертирующего включения, цепь обратной связи может представлять собой не просто делитель напряжения, а и более сложную схему из линейных и нелинейных элементов, позволяющую реализовать требуемую передаточную функцию.

Обобщение метода анализа на более сложные схемы производится довольно легко. При рассмотрении передаточных функций для основных схем включения с обратной связью использовалась идеализация свойств усилителей. Тем не менее результаты проведенного анализа вполне приемлемы как первое приближение. Подобная аппроксимация, однако, справедлива лишь для ограниченных диа пазонов напряжений, токов и частот, и поэтому возникает необходимость учитывать влияние каждого из параметров усилителя. Этот вопрос будет рассмотрен в следующем разделе.

А.4. Усиление при разомкнутой обратной связи

Усилительные свойства операционного усилителя характеризуются величиной коэффициента усиления при разомкнутой обратной связи. Хотя коэффициент усиления операционного усилителя на постоянном токе и низких частотах может быть весьма велик (обычно порядка 10), но его величина все же всегда конечна, и поэтому приведенные выше выражения для передаточных функций при замкнутой обратной связи оказываются приближенными. Если учитывать конечную величину коэффициента усиления, а остальные параметры операционного усилителя по-прежнему считать идеальными, то выражения для коэффициента усиления при замкнутой обратной связи приобретут следующий вид:

а) для инвертирующего включения

. - et 1-Ы/лр ,Р-Ы/лр

б) для неинвертирующего включения

1 ... 43 44 45 46 47 48 49 ... 51