Главная » Мануалы

1 ... 4 5 6 7 8 9 10 ... 51

схемы. Шумовые параметры каскада - эквивалентные напряжение и ток шумов - можно определить, приведя каждый ис- точник к входу.

2.1. Напряжение смещения и дрейф каскадов на биполярных транзисторах

Разброс прямых падений напряжений эмиттер - база транзисторов приводит к появлению смещения в простейшем дифференциальном каскаде. Последнее определяется как величина входного напряжения, необходимая для получения нулевого напряжения на выходе. Это напряжение обеспечивает равенство обоих коллекторных токов, что показано на фиг. 2.1. Отсюда .имеем

Eod = = -IciRc + Ic2Rc,

где 1с\ ~ 1с2 при одинаковых величинах сопротивлений резисторов в цепях коллекторов. Напряжение смещения равно

os - ве\ ве2-

(2.1)

В этом выражении напряжения Vbei и Vbe2 определяются при одинаковых токах коллекторов. Отбор транзисторов по малой разности прямых падений напряжений на эмиттерных переходах позволяет сравнительно просто получить значение Vos около 1 мВ. Единство технологического процесса производства для обоих транзисторов монолитных интегральных дифференциальных каскадов обеспечивает согласование такого же порядка. Несбалансированная выходная нагрузка или разброс

V/+0-

npulcrlcz

Фиг. 2.1. К определению напряжения смещения простейшего дифференциального каскада на биполярных транзисторах.

dT Т ql dT

сопротивлений резисторов приводит к дополнительному смещению, рассматриваемому в гл. 4. Напряжение эмиттер - база составляет около 600 мВ, и разность прямых падений в 1 мВ удается получить благодаря отличной согласованности входных характеристик однотипных транзисторов.

-Напряжение на открытом эмиттерном переходе определяется из уравнения [1]

(2.2)

где Is - обратный тепловой ток перехода; 9 = 1,6-10~ Кл - заряд электрона; К= 1,38-10 Дж/К - постоянная Больцма-на; Г -температура, К = С -f- 273.

В случае прямого смещения единицей в скобках выражения (2.2) можно пренебречь, тогда

/ , Vb, = ~Iu-. . (2.3)

Из уравнения (2.3) видно, что напряжение эмиттер - база обусловлено тепловым и эмиттерными токами и физическими постоянными К, Т и д. Разброс параметров Vbe транзисторов при одной и той же величине происходит, согласно выражению (2.3), из-за изменения Is- Различия в тепловых токах отражают неидентичность площадей переходов и концентраций примесей и являются основными причинами разброса напряжений эмиттер - база. Обычно величины Vbe для группы однотипных транзисторов отличаются друг от друга не более чем на 20 мВ. В результате отбор пар, согласованных по Vbe с точностью до 1 мВ, довольно прост. Хотя выражение (2.3) точно описывает напряжение на эмиттерном переходе, тепловой ток оказывается замаскированным гораздо большими поверхностными утечками. Это затрудняет использование Is в качестве удобного параметра для согласования.

Дрейф напряжения.смещения можно прямо выразить через напряжение смещения сбалансированного каскада. Малая величина дрейфа обусловлена хорошей корреляцией характеристик согласования при изменении температуры с величиной Vbe при комнатной температуре, а также отличной повторяемостью температурных коэффициентов напряжения эмиттерных переходов. Анализ дрейфа необходимо начать с определения температурной зависимости напряжения эмиттер - база, которую можно найти из выражения (2.3) следующим образом:

ВЯ ве s

(2.5)

Большая часть членов этого выражения определяется физическими постоянными К, Ego иди будет идентичной у всех биполярных транзисторов из одного и того же полупроводникового материала Для кремния ширина запрещенной зоны равна 1,1 эВ, что дает

dV V - I \

= - 0,26 мВ/°С - 2,2 мВ/°С.

В случае дифференциальной пары транзисторов составляющие Уве, обусловленные физическими константами, взаимно уничтожаются. Имеем

dT ~ dT dT Т -

Как видно из выражения (2.6), согласование падений напряжений на эмиттерных переходах одновременно уменьшает дрейф напряжения смещения. Практически такое согласование означает выявление пар транзисторов с близкими геометриями переходов и концентрациями примесей. Последние имеют некоторые различия, которые здесь не рассматриваются. Из выражений (2.1) и (2.6) следует, что дрейф напряжения смещения определяется величиной смещения

JX. . (2.7,

где Т - температура в градусах Кельвина.

Каждый милливольт смещения при комнатной, температуре 298 К вызывает, таким образом, дрейф в 3,3 мкВ/°С. Решение

Зависимость Is{T), по существу, определяется квадратом собственной концентрации носителей N\ [1]

где Ego - ширина запрещенной зоны полупроводника. Следовательно,

Is dT n] dT откуда можно получить температурный коэффициент

1 di 3 Er.

i;-df-T + W- <2.4)

Таким образом,

dT Т а

Таким образом, зная напряжение смещения при одной температуре, можно построить график дрейфа дифференциального каскада по напряжению. Плохое сопряжение температурных характеристик остальных элементов каскада искажает данное соотношение, но это в основном эффекты второго порядка. Для многокаскадного операционного усилителя корреляция между напряжением смещения и его дрейфом нарушается из-за влияния смещений и дрейфа последующих каскадов. Этот вопрос рассматривается в гл. 4.

Типичная величина дрейфа по напряжению дифференциальной пары биполярных транзисторов примерно в 700 раз меньше, чем в схеме с офцим эмиттером (2,2 мВ/°С). Такая поразительная точность согласования температурных зависимостей напряжений эмиттер - база возможна потому, что индивидуальные температурные коэффициенты частично определяются физическими постоянными полупроводникового материала, а также благодаря согласованию этих коэффициентов, происходящему при согласовании напряжений на эмиттерных переходах. Механизм снижения дрейфа при согласовании Vbe становится ясным, если подставить уравнение перехода в выражение (2.6)

Выше отмечалось, что нестабильность разности входных напряжений дифференциальной пары транзисторов обусловлена неравенством тепловых токов эмиттерных переходов. Данная связь указывает на то, что разброс температурных коэффициентов напряжений Vbe объясняется в основном неидентичностью геометрий переходов и концентраций примесей. Такие различия вызываются технологическими разбросами в процессах маскирования и диффузии при производстве транзисторов.

Конечно, невозможно достичь точного согласования падений напряжений на эмиттерных переходах, и дополнительные эф-

дифференциального уравнения (2.7) для VosT) показывает, что напряжейие смещения, возникающее вследствие рассогласования напряжений эмиттер - б^за, является линейной функцией температуры и выражается формулой

Vos{T) = CT,

где С - постоянная.

В результате дрейф будет постоянным в любом диапазоне температур

= Jln -J (200 мкВГС) Ig . (2.8)

С <j е2 е2

График этой зависимости, приведенный на фиг. 2.2, позволяет определить токовый разбаланс, необходимый для того, чтобы скомпенсировать данную величину дрейфа по.напряжению. Как-видно, разбаланс в 10% устраняет нестабильность, равную -8 мкВ/°С. Результирующий дрейф остается постоянным при изменении температуры, и таким образом обеспечивается линейная коррекция, согласующаяся с дрейфом, вызванным разбросом Vbe- Помимо коррекции нестабильности эти результаты Позволяют найти дрейф смещения, вызываемый неравенством токов нагрузки на выходах каскада.

Управление токовым балансом с целью компенсации дрейфа по напряжению можно осуществить разбалансировкой резисторов каскада, как показано на фиг. 2.3. Состояние схемы на рисунке соответствует нулевому напряжению на выходе, т. е. случаю определения напряжения смещения, приведенного к входу. Для ступени многокаскадного усилителя с непосредственными

фекты второго порядка делают недостижимым нулевой дрейф. Дальнейшее уменьшение дрейфа за пределы этих ограничений может быть получено разбалансированием эмиттерных токов для выравнивания напряжений эмиттер - база [2]. Влияние рассогласования на дрейф напряжения смещения найдем, сопоставляя выражение дрейфа и уравнение перехода, считая при этом, что токи не равны:

Для получения нулевого дрейфа отношение эмитте]рных токов должно скомпенсировать различие характеристик переходов, выражаемое отношением Isullsi-

4р^ = 0 при =

Тепловой ток Is маскируется значительно большими токами утечки при комнатной температуре, поэтому согласование величин /si и Is2, за исключением случая повышенной температуры, не улучшает стабильности смещения. Однако дрейф можно почти полностью устранить путем настройки схемы при введении определенной токовой разбалансировки. Требуемая величина разбаланса определяется из условия взаимной компенсации составляющих дрейфа, происходящих от неравенства Is и от рассогласования эмиттерных токов. Полагая Isi = Is2, находим условие компенсации

Фиг. 2.2. Зависимость дрейфа напряжения смещения дифференциального каскада на биполярных транзисторах от величины разбаланса токов.

\ dT

(200 мкВЛО Ig

СВЯЗЯМИ такой режим покоя устанавливается обратной связью по постоянному току. Последняя обычно нужна для предотвращения насыщения выходного каскада из-за большого усиления напряжения смещения. Когда сигнал обратной связи поступает на вход, входные токи каскада разбалансируются, устремляя к нулю напряжение между выходами каскада и обеспечивая тем самым нуль на выходе всего усилителя. При нуле на выходе каскада падения напряжений на коллекторных нагрузках равны, и отношение токов определяется балансом нагрузочных со;

противлении. Потенциометр Ra будет, следовательно, изменять соотношение токов обоих транзисторов и подстраивать дрейф напряжения смещения в соответствии с выражением

Eod~~ ~ fc\Rci + Ic2Rc2-Выразим это уравнение через отношение токов

а

ч

ч

/С1 С2

1га Rr

- при а 1.

С2 XI £2

Используя полученное условие компенсации имеем

= (200 мкВ/°С

ранее д|)ейфа,

Фиг. 2.3. Дифференциальный каскад на биполярных транзисторах с регулировкой напряжения смещения (потенциометр Ri) и дрейфа (переменный резистор Rci).

Результирующее полное напряжение смещения также подстраивается до нулевой величины потенциометром Ri. В дополнение к смещению от рассогласования Vbe токовый разбаланс приводит к изменению напряжений на дифференциальных сопротивлениях эмиттерных переходов и /-ез, как и на Rei и Rei-Полное смещение будет равно

где Re ~ Re -\- Ге и Vbei - 1вЕ2 - смещенис при равенстве токов. Отсюда очевиден недостаток этой часто используемой схемы установки нуля. Разбаланс сопротивлений нагрузок первого каскада обеспечивает подстройку смещения, однажо возникает дополнительный дрейф, величина которого составляет 3,3 мкВ/°С при (изменении смещения на 1 мВ. Поскольку балансировка резисторов в цепях эмиттеров не влияет на соотношение токов, смещение может быть сведено к нулю подстройкой в цепи эмиттеров без опасности увеличения дрейфа.

2.2. Напряжение смещения и дрейф каскадов на полевых транзисторах

Дифференциальный каскад на полевых транзисторах обычно имеет значительно большие величины напряжения смещения и дрейфа по сравнению с каскадом на биполярных транзисторах. Полезные свойства полевых транзисторов - высокое входное сопротивление и малые токи затвора, о которых пойдет речь

В следующем разделе, позволяют достичь компромисса с погрешностями из-за напряжения смещения и дрейфа. Согласование-полевых транзисторов затрудняется большим разбросом параметров по постоянному току и их температурных коэффициентов. Однако компенсация этих погрешностей значительно улучшает характеристики. Напряжение смещения дифференциального каскада на полевых транзисторах возникает главным образом вследствие рассогласования напряжений исток - затвор. Дополнительное смещение из-за разбаланса резисторов и нагрузки будет рассмотрено в гл. 4. Напряжение смещения определяете^ как величина входного сигнала, .необходимая для получения нулевого напряжения на выходе. При этом оба стоковых тока равны, если одинаковы величины резисторов в цепях стоков. Эти условия, аналогичные описанному ранее каскаду на биполярных транзисторах по схеме фиг. 2.1, будучи примененными к основной схеме дифференциального каскада на полевых .транзисторах (фиг. 2.4), позволяют определить напряжение смещения как

Vos=yasi-Vas2, (2-9)

где Vgsi и Vgb2 соответствуют равным токам. Уменьш.ение напряжения смещения путем согласования напряжений исток - затвор Vgb намного труднее, чем согласование напряжений эмиттер - база Vbe- Биполярные транзисторы имеют разброс величин 1/bje в пределах 20 мВ. а напряжения исток -затвор Vgs однотипных полевых транзисторов, измеренные при одинаковых токах, могут отличаться на несколько вольт. Рассмотрение характеристик полевых транзисторов позволяет предсказать возможный диапазон напряжений исток - затвор. Величина Vgs может быть найдена исходя из выражения для тока стока Id [3],

о- при Id,I 112

V о

Фиг. 2.4, К определению напряжения смещения простейшего дифференциального каскада на полевых транзисторах.

-toss

где

V \2

1) . (2.10)

Jdssd при os = 0. = 2 мА н- 20 мА,

Vp - пороговое напряжение,

Vp==Vqs при /в = 0, ;

=.2 н- -4В.

Таким образом, диапазон величин Vgs определяется исходя из возможных значений Idss и Vp. Из-за большого разброса согласование напряжений Vgs обычно достигается с точностью 20 мВ, в то время как Vbe согласуются с точностью 1 мВ. Согласование полевых транзисторов еще более усложняется вследствие нелинейности выходных характеристик. Эта нелинейность вызывается рассматриваемой в разд. 1.4 зависимостью выходного сопротивления от напряжения и приводит к изменениям напряжения исток - затвор при колебаниях напряжения сток - затвор и неизменном токе стока. В результате напряжение смещения при рассогласовании нелинейных выходных характеристик будет зависеть от величины синфазного сигнала. Дополнительные трудности, возникающие при применении МОП-транзисторов (полевые транзисторы со структурой ме,-талл - окисел - полупроводник), связаны с временным дрейфом напряжений исток - затвор. Эти нестабильности обусловлены поверхностными дефектами и приводят к колебаниям напряжения смещения на единицы милливольт. Поэтому использование МОП-транзисторов редко дает хорошие результаты в дифференциальных каскадах. Ниже будут рассмотрены только полевые транзисторы с р - п-переходом.

Дифференцирование уравнения (2.9) по температуре показывает, что дрейф напряжения смещения вызывается неточным температурным сопряжением напряжений исток - затвор Vgs, а именно

dT dT dT

справедливого в случае транзисторов с каналом п-типа и нормальными . малосигнальными параметрами

74 Глава 2

Для полевого транзистора, работающего при неизменном токе стока, как это имеет место в дифференциальном каскаде, температурная зависимость напряжения Vgs обусловлена двумя факторами [4]. Первый из них - ширина термогенерационной обедненной зоны. Температурное изменение контактного потенциала приводит к возрастанию напряжения Vgs на 2,2 мВ/°С при неизменном токе стока. Второй тепловой фактор, влияющий на Vgs, - температурная чувствительность подвижности основных носителей, которая привела бы к уменьшению стокового тока на 0,6-=-0,8%ГС при фиксированном смещении. С целью пересчета этой величины к входу каскада воспользуемся выражением для крутизны gfs характеристики полевого транзистора из [3]

Полагая дреднее изменение тока, связанное с температурной зависимостью подвижности, равным 0,7%ГС, получаем следующую формулу дрейфа напряжения исток - затвор полевого транзистора с каналом п-типа, для которого Vgb отрицательно:

= 2,2мВ/°С + - (2.12)

Выражение (2.12) показывает, что обе составляющие температурного дрейфа напряжения Vgs противоположны по знаку и при некоторой величине стокового тока дрейф будет равен нулю. Режим, соответствующий нулевому температурному коэффициенту, достигается при некотором токе стока Idz- Соответствующая этому току крутизна равна gfsz- Соотношение между параметрами Idz и gfsz определяется приравниванием правой части выражения (2.12) к нулю. Имеем

- = 0,315 В. (2.13)

SfsZ

Напряжение исток - затвор в рабочей точке с нулевым температурным коэффициентом может быть найдено подстановкой выражений (2.10) и (2.11) в (2.12). В результате

. Vasz=Vp -0,63 В^~\,5-3,5 В, (2.14)

где Vp - пороговое напряжение. Учитывая вышеизложенное, получаем ток стока, соответствующий нулевому дрейфу:

Idz f 200 600 мкА. (2.15)

1 ... 4 5 6 7 8 9 10 ... 51