Главная » Мануалы

1 ... 6 7 8 9 10 11 12 ... 51

dl / 1 dp \

dT

Ip It Г OS -

2CIos.

Следовательно, температурный коэффициент входного тока для дифференциального каскада по схеме Дарлингтона вдвое выше, чем дрейф обычного каскада, описываемый выражением (2.29). Переписывая с учетом этого обстоятельства аппроксимацию (2.30) уравнения дрейфа, имеем

-~9Г/ / = -0.005/°С, Г>25°С, dT I С = -0,015/°С, Г<25°С.

Дрейф разностного тока обычного дифференциального каскада, описываемый уравнением (2.33), равен произведению разностного тока на температурный коэффициент параметра р. Соответствующий дрейф каскада Дарлингтона определяется произведением температурного коэффициента результирующего параметра р на соответствующий разностный ток. Из приведенного выше выражения для дрейфа входного тока видно, что тёйпературный коэффициент результирующего усиления по току вдвое выше, чем для параметра р одиночного транзистора. Таким образом,

Дрейф-разноЬтного тока каскада по схеме Дарлингтона практически часто оказывается хуже, чем рассчитанный по приведенным выше формулам. Увеличение дрейфа вызывается ухудшением согласования коэффициентов усиления добавочных транзисторов, режим которых задается только базовыми токами основных транзисторов. Эти токи изменяются с температурой, поэтому необходимо согласовывать величины р в широком диапазоне изменения коллекторных токов. Такое согласование достигается с трудом. Кроме того, температурное сопряжение величин напряжений база - эмиттер Vbe в этих условиях становится менее точным. При уменьшении входного тока в пропорции Ро: I и увеличении эффективного температурного коэффициента вдвое уменьшение дрейфа входного тока обычно

Коэффициенты усиления основных и дополнительных .транзисторов не равны из-за сильного различия уровней коллекторных токов, но относительные температурные изменения величин р почти одинаковы, что соответствует выражению

Pa dT ~ dT ~ dT Очевидно, дрейф входного тока каскада Дарлингтона равен

Через дополнительные транзисторы протекают базовые токи основных, равные Ieu ~ /с/р, поэтому

Р62

Пятипроцентный разбаланс коэффициентов усиления вызывает дополнительное увеличение напряжения смещения на 1,5 мВ при комнатной температуре, когда KTIq 25 мВ. Дрейф смещения, происходящий из-за разбаланса токов, будет равен 5 мкВ/°С, как следует из графика фиг. 2.2. Такое увеличение смещения и дрейфа соизмеримо с погрешностями, которые обусловлены рассогласованием и дрейфом дополнительных транзисторов при работе в нормальном режиме.

Входные и разностный токи каскадов на биполярных транзисторах часто уменьшаются при помощи компенсационных схем, которые вырабатывают токи, вычитающиеся из входных. Через компенсационные резисторы R\ и R2 по схеме фиг. 2.10, а протекают токи, противоположные по направлению базовым токам транзисторов. Подбором этих резисторов в данном каскаде легко осуществить десятикратное снижение входных токов. Однако компенсирующие токи зависят от изменений питающих напряжений и входных сигналов. Компенсация осуществима только при одной температуре. Увеличение чувствительности

оценивается соотношением 0,5Рц : 1. Достигаемое уменьшение разностного тока ограничивается погрешностью согласования результирующего коэффициента усиления и составляет примерно 0,9Ра : 1- В то же время улучшение дрейфа разностного тока оценивается соотношением всего лишь О.ЗРц : 1 из-за температурной зависимости коллекторных токов и коэффициентов усиления дополнительных транзисторов.

Улучшение токовых параметров сопровождается одновременным увеличением приблизительно в три раза напряжения смешения и его дрейфа. Это связано со смешением и дрейфом пары дополнительных транзисторов, а также с изменением их токов. Напряжение смешения увеличивается вследствие рассогласования напряжений база - эмиттер Vbe дополнительных транзисторов и из-за неравенства их коллекторных токов, обусловленного рассогласованием параметров р основных транзисторов. Уравнение (2.3) выражает зависимость величины Vbe от уровня тока. Воспользовавшись этим уравнением, можно определить составляющую напряжения смещения, возникающую вследствие различия коэффициентов усиления по току. В данном случае при /soi = sa2 имеем

А1, = 1п^

ВХОДНОГО тока к сигналу свидетельствует об уменьшении входного сопротивления, особенно по отношению к синфазным сигналам. Одновременное снижение входных токов и их температурного дрейфа достигается в компенсационной схеме, показанной на фиг. 2.10,6, в которой компенсирующие токи подводятся к входам через базы дополнительных транзисторов Qs и Q4. Поскольку компенсационные транзисторы имеют противоположный по отношению к транзисторам усилителя тип проводимости, базовые токи усилительных и компенсационных транзисторов

V О

а

Фиг. 2.10. Компенсация входных токов смещения с использованием резисторов (а) и транзисторов с противоположном типом проводимости (б).

имеют противоположные направления и взаимно компенсируются. Компенсация обеспечивается при согласовании коллекторных токов и коэффициентов усиления усилительных и компенсационных транзисторов. Однако согласование транзисторов разного типа проводимости в широком диапазоне температур затруднительно. Согласование параметров р в пределах 10% и температурное сопряжение с точностью 20% приводят к десятикратному снижению величины входного тока и к пятикратному уменьшению температурного дрейфа. .

а, Q.

. V Or-

а

Фиг. 2.11. Компенсация входных токов смещения с использованием падений напряжений от протекания токов смещения [6, 7] (с) и управления компенсирующими токами [7] (б).

Еще более эффективными оказываются схемы, в которых величины компенсирующих токов управляются теми же процессами, что и входные токи. Два подобных примера компенсационных схем показаны на фиг. 2.11. В схеме фиг. 2.11, а [6] падение напряжения Vb создается базовым током, согласованным с входными токами. Базовые токи транзисторов Qi, Q2 и Qs согласованы между собой, при этом все три транзистора имеют равные коллекторные токи и близкие по величине коэффициенты усиления. В этом случае напряжение на резисторе в цепи базы равно

У в = JbzRb + УвЕЪ

вз - в1 - в2-

Это напряжение подводится к двум компенсационным резисторам. Очевидна справедливость соотношения

Если величины р транзисторов согласованы, то последние три выражения определяют величины компенсационных токов в виде

Токи /вь /в2 и /вз согласованы между собой, поэтому они будут согласованы также и с компенсирующими токами. Рассмотренный метод позволяет легко уменьшить величины входных токов и их дрейфа примерно на порядок. Недостатком данной схемы является некоторое шунтирование компенсационными резисторами входного сопротивления для дифференциального сигнала.

Метод, показанный на фиг. 2.11,6, основан на управлении компенсационной схемой типа фиг. 2.10,6 при помощи обратной связи и позволяет устранить трудности согласования. Как будет показано, обратная связь дает здесь возможность отказаться от согласования коэффициентов усиления транзисторов противоположных типов проводимости. Использование транзисторов вместо резисторов больших номиналов делает данную схему более приемлемой с точки зрения реализации в монолитном интегральном исполнении. В левой половине каскада цепь обратной связи начинается с транзистора Qs, через который протекает тот же самый ток, что и через Q\. Если коэффициенты усиления этих двух транзисторов согласованы, то и их базовые токи будут примерно равны, что ясно из выражения

Как показано на фиг. 2.11,6, ток /вз задает режим-транзистора q5,. устанавливая тем самым величину коллекторного тока.

где /в5 = вз- Из приведенных выше выражений для токов /вз и /в7 вытекает следующее соотношение между входными и компенсирующим токами:

/р7 = ;

~(Рз+1)(Р7+1)

При выполнении условий достаточно больших величин коэффи-

циентов усиления по току

Рз>1, Р7>1 .

и согласования параметров

Р1 = Рз и Р5 = Р7

имеем

Практически нетрудно достичь уменьшения входных токов и их дрейфа примерно на порядок.

Использование полевых транзисторов с р - п-переходом в дифференциальном каскаде вместо биполярных позволяет снизить входные и разностный токи на три-пять порядков. Дрейф входного тока также уменьшается, однако это уменьшение не столь существенно, потому что ток затвора гораздо сильнее зависит от температуры, чем величина коэффициента усиления биполярных транзисторов. Тем не менее обычно удается снизить дрейф по крайней мере в 100 раз в самом широком диапазоне температур. Полная приведенная к входу погрешность каскада на, полевых транзисторах при работе от источника сигнала с высоким внутренним сопротивлением оказывается меньше, чем для каскада на биполярных транзисторах, несмотря на большие величины напряжения смещения и дрейфа по напряжению. Используя биполярные транзисторы в микрорежиме, можно получить входные токи, сравнимые с токами затворов полевых транзисторов, но амплитуды выходных токов, а следовательно, и скорость нарастания сигнала снизятся при этом пропорционально величине уменьшения коллекторного тока.

Превосходные токовые характеристики полевых транзисторов связаны с тем, что токи затворов представляют собой малые токи обратно смещенных переходов. Они могут быть выражены

Последний одновременно является эмиттерный током транзистора Qi. Транзисторы Qs и Q7 работают при одной и той же величине тока, и при согласованных параметрах р их базовые токи также будут близки друг другу. Это следует из уравнения

OSS I/ 21/

/oss=10nA при Vosr = 30B и Г = 25° С, (2.35) /в = 5пА при 25°С.

через ток затвора less, измеряемый в режиме короткого замыкания между стоком и истоком при обратном смещении Уцвв-Как уже говорилось в разд. 1.4, уравнение перехода

принимающее при запирающем смещении вид

/ = /s.

не соответствует реальному характеру изменения тока затвора кремниевьк полевых транзисторов. Обратный ток идеализированного перехода, обозначенный в этом уравнении как Is, обусловлен термогенерацией носителей в электрически нейтральной области и не учитывает процессов, происходящих в зоне пространственного заряда [1]. В случае обратно-смещенных кремниевых переходов преобладает именно эта последняя составляющая. Ток затвора, вызванный термогенерацией в зоне пространственного заряда, пропорционален объему этой зоны, который в свою очередь пропорционален квадратному корню из величины запирающего напряжения в соответствии с уравнением (1.45). При работе транзистора в активной области напряжение на переходе затвор -канал не так велико, как испытательное напряжение Vgst, при котором измеряется ток less, поскольку величины напряжений исток - затвор Vgs и особенно сток - затвор Vgd оказываются меньше Vgst- В случае однородного распределения примесей напряжение в .канале будет линейно изменяться от значения Vgd на стоке до Vgs на истоке. Обычные диффузионно-планарные полевые транзисторы обладают однородным распределением примесей только в направлениях параллельных каналу, поэтому линейная аппроксимация изменения напряжения справедлива лишь в первом приближении. Использование такой аппроксимации позволяет рассматривать эффективное запирающее напряжение как среднее арифметическое из Vgd и Vgs с точки зрения объема области пространственного заряда Отношение тока утечки затвора к току Iqbs будет пропорционально отношению этого среднего напряжения к напряжению Vgst- При равенстве величин эффективного и испытательного напряжений ток утечки превращается в ток Igss- Из этих соображений можно записать соотношение Между входным током и величиной less- Имеем

Гмва 2

1в(Т) 1в(251

В случае близких значений напряжений на обоих транзисторах каскада разностный входной ток будет обусловлен главным образом рассогласованием величин 7gss, т. е.

вчка по корпусу 7 , X

(2.36)

Реальная температурная зависимость токов смещения дифференциального каскада на полевых транзисторах значительно слабее, чем та, которая получается при теоретическом рас-- смотрении токовых характери-

стик, определяющих величину Is. Согласно уравнению (2.4), температурный коэффициент тока Is равен

Фиг. 2.12. Типовая температурная зависимость входного тока дифференциального каскада на полевых транзисторах, полученная опытным путем на микросхеме 3307/12С фирмы Burr - Brown.

1 d/c

Откуда вытекает, что величина обратного тока должна удваиваться при изменении температуры на каждые 10° С для германия или на 6° С для кремния. На -самом деле входные токи дифференциальных каскадов удваиваются при изменении температуры на 10° С, а не на 6° С. Это связано с тем, что процесс термогенерации носителей в зоне пространстве1ного заряда значительно слабее зависит от температуры, чем в случае электрически нейтральных областей. Таким образом,

Ib{T)Is{T,)2. . . (2.37)

К току термогенерации добавляется ток поверхностной утечки. В результате уменьшение входного тока на низких температурах не так существенно, как можно было бы ожидать. При комнатной температуре примерно треть величины входного тока обусловлена поверхностными утечками и температурная зависимость соответствует графику фиг. 2.12. Заметим, что увеличение тока утечки затвора в 1000 раз на температуре 125° С по сравнению с комнатной вызывает увеличение входного тока в 800 раз.

2.4. Эквивалентные шумовые напряжение и токи

Напряжение смещения, входные токи и их дрейф представляют собой погрешности по постоянному току. Эквивалентные

- шумовые напряжение и токи - это входные погрешности' дифференциального каскада по переменному току. Шум дифференциального каскада накладывает ограничение на чувствительность схемы, потому что сигнал должен обладать достаточной величиной, чтобы его можно было выделить на фоне шумов.

V Тщательный выбор элементов и токов смещения позволяет существенно улучшить шумовые, параметры. Шумовые токи входных цепей протекают через сопротивления источника сигнала, поэтому последние также влияют на шумовые характеристики. В идеальном случае сигнал, поступающий на вход усилительного прибора, не искажен шумом и предельная чувствительность усилителя ограничивается им самим. Шум дифферен-

. циального каскада, как и любого другого усилителя, возникает под действием трех физических явлений и имеет соответственно три составляющие: дробовой шум, тепловой шум и шум флик-кер-эффекта. Дробовой шум связан с дискретной природой частиц, являющихся носителями тока в полупроводнике. При протекании тока со средней величиной Inc неизбежна некоторая неравномерность в количестве зарядов, проходящих за единицу времени. Это приводит к появлению шумового тока i , который имеет характер случайного процесса [8]. Спектральная плотность Silf), характеризующая этот ток, определяет его среднеквадратичное значение в соответствии с формулой

f+if

/-J Sdf)df. .

Спектральная плотность дробового шума постоянна в диапазоне частот от нуля до частот, период которых соизмерим с вре-Menejij прохождения носителей, что соответствует инфракрасной области. Величина для полупроводников равна

St{f) = 2qlnc,

где 9 -заряд электрона, 1,6-10 Кл. ;.Подстановка этой постоянной спектральной плотности в предыдущее выражение дает среднеквадратичное значение дробового шумового тока в полупроводнике в виде

il = 2qlDcM, (2.38)

где полоса пропускания. Помимо дробового шума в полупроводниках возникает дополнительный шум на низких частотах. Физическая природа данного явления, которое принято именовать фликкер-эффектом,. окончательно не изучена, однако известно, что спектральная плотность этой составляющей шума обратно пропорциональна частоте.

Гтва 2

Шумящий резистор

Идеальный резистор

Фиг. 2.13. Схемы замещения шумовых параметров резистора (а) и биполярного транзистора (б).

Тепловой шум вызван хаотическим перемещением зарядов в любом активном сопротивлении и не зависит от величины тока. В случае однородно нагретого активного сопротивления для спектральной плотности этого шумового напряжения справедливо выражение

где К - постоянная Больцмана, 1,38-Ю-з Дж/К, Г -температура в градусах Кельвина, К = °С + 273.

Как и прежде среднеквадратичное значение шумового напряжения на резисторе может быть найдено интегрированием спектральной плотности в пределах полосы пропускания. Получаем

el = АКТ Я Af,

(2.39)

где R - активное сопротивление. Как показано на фиг. 2 13, а, источник шума может быть представлен в виде эквивалентного генератора напряжения, последовательно с которым включено идеальное сопротивление, или в виде эквивалентного генератора шумового тока, параллельно которому подключено сопротивление такого же типа. Для шумовой эквивалентной схемы Нортона среднеквадратичное значение теплового шумового тока резистора равно

и - Г19 -

4KTAf

(2.40)

При рассмотрении шумовых свойств усилителя в целом следует учитывать ряд источников шума, как внутренних, так и внешних по отношению к усилителю. Важным следствием теории шумов является следующее утверждение: результирующее

1 ... 6 7 8 9 10 11 12 ... 51