|
| |
 |
Электронные компоненты Мануалы умножении входной реализации u(t) иа образец полезного сигнала So{t-т) при фиксированном значении неизвестного параметра т и последующем интегрировании за время одного периода сигнала Т„ (так как речь идет о внутри периодной обработке). При этом за время можно получить лишь одиночное значение функции г{х/), соответствующее определенному значению аргумента т. Для формирования всей функции г(т) на множестве значений %j = /Д, (/ = [1, т]) требуется т аналогичных операций вычисления корреляционного интеграла (4.3) и соответственно т периодов повторения сигнала. Напомним, что при фильтровом способе (использующем согласованный фильтр) за один период Т„ образуется непрерывная функция г(т) на всем априорном интервале параметра т в реальном масштабе времени. Этот способ обработки ФМ-сигналов может быть реализован с помощью различных технических средств. При кратковременных сигналах с малой дискретностью модуляции (фм = 1 -Ь 10 мкс, Д, = = 0,01 0,1 мкс) используются главным образом аналоговые корреляторы, широко освещенные в литературе [65]. При достаточно узкополосных сигналах (Д = 1 10 мкс, /фм = 100 1000 мкс) можно использовать чисто цифровые методы обработки. В более сложных случаях возможны комбинированные средства, в которых наиболее быстрые операции выполняются с помощью аналоговых схем, а остальные - на Основе цифровой техники. В этих случаях важным вопросом является определение рационального соотношения ме>вду аналоговой и цифровой частями устройства обработки.- В реальных РТС задачи поиска и обнаружения ФМ-сигналов условно разделяются на два вида: 1) обнаружение сигналов с известной фазой несущего колебания, когда осуществляется синхронизация приемного устройства с высокочастотным заполнением полезного сигнала; в этом случае операция поиска сводится к определению неизвестного момента появления модулирующей последовательности; 2) обнаружение сигналов с неизвестной фазой, когда нельзя осуществлять предварительную синхронизацию. Рассмотрим подробно вторую задачу. Первая вытекает из нее как частный случай при определенных упрощающих предпосылках. Согласно теоретическим рекомендациям (см., например, [50]) оптимальная обработка ФМ-сигналов с неизвестной начальной фазой (т. е. фазой высокочастотного заполнения) сводится к формированию усредненного по неизвестной фазе функционала г(т) вида (4.3) (называемого корреляционным интегралом) путем вычисления среднего геометрического от двух квадратурных составляющих zJt;) и определяемых как гЛт) и (t) Sin [2nfo - т) + (t - t)]dt, (4.10) 2c (т) = J ы (О eos [2г/о (/ - q?) -f {t - )]Л. (4.11) где фй(0 - закон фазовой манипуляции сигнала, описываемый кусочно-постоянной функцией, равной О или п на интервале дискретизации (/г-1)А( < < kAf (см. рис. 4.17). При этом результатом внутрипериодной обработки ФМ-сигнала на некотором j-м периоде повторения является значение функции (4.12) соответствующее дискретному значению измеряемого параметра т,- = = jA. Поскольку практическая реализация операции вида (4.12) вызывает определенные технические трудности, в реальных устройствах SsH-T)
Рис. 4.20. Схема двухканального (квадратурного) коррелятора обычно используются приближенные операции, чаще всего так называемая модульная аппроксимация, которая имеет вид 2(ту) = гЛт,) + гЛт), (4.13) или различные ее модификации 150]. В литературе (например, [50]) широко освещены аналоговые схемы обработки ФМ-сигналов, реализующие операции (4.10), (4.11) и (4Л2) или (4.13). Такие схемы можно назвать квадратурными (или двухканальными) корреляторами, в отличие от обычных (одно-канальных) корреляторов, реализующих только одну из операций (4.10) или (4.11) и используемых в случае обработки ФМ-сигналов с известной начальной фазой (этот случай, как уже отмечалось, может рассматриваться как частный случай, вытекающей из рассматриваемого алгоритма (4.10)-(4.12) при Zc(t)=0 или Zg(t)=0). Здесь остановимся подробнее на возможностях цифровой реализации таких корреляторов и укажем ограничения, приводяцще на практике к необходимости частичного применения аналоговых элементов. Хорошо известная схема двухканального (квадратурного) коррелятора изображена на рис. 4.20, где Sg() = sin[2ir/o + фй(01 обозначает одну из квадратурных составляющих опорного сигнала (другая 5(0 образуется с помощью фазового сдвига на п12), а операция f{z) условно обозначает операцию вычисления квадрата или модуля компонентов Zs(t) и Zc(t) в соответствии с (4Л2) или (4.13). В зависимости от параметров полезного сигнала Sg{t) различные операции в этой схеме можно выполнять аналоговым либо цифровым способом. В данном случае наиболее трудно выполнимой на элементах цифровой техники является операция умножения, так как она должна формировать произведение двух гармонических функций u{t) и Ss,c (-т), имеющих несущую частоту fo и неизвестный фазовый сдвиг Дф. Как показано на рис. 4.21, результатом умножения является знакопеременная функция v{t) удвоенной частоты, поэтому время выполнения операции умножения Д не должно превышать четверти периода несущего колебания То = 1 о, т. е. Д„<То/4 = 1/4/о. (4.14) Это условие является основным ограничением, накладываемым на быстродействие элементной базы и препятствующим цифровой реализации схемы на рис. 4.20.   Рис. 4.21. Умножение двух гармонических функций при различных фазовых сдвигах Известным способом упрощения цифровой реализации операции умножения с целью сокращения аппаратурных затрат и снижения требований к быстродействию элементной базы является использование бинарной дискретизации функций-сомножителей u(f) и s(). Смысл операции умножения бинарных функций если ы (Л > О если ы()<0 поясняется таблицей истинности (табл. 4.3), кую функцию У;, = /(Ы;,, Sj,) во взаимосвязи умножения аналоговых символов «(/) и s(). (4.15) О, если s(0 >0, если s()<;0 описывающей логичес-G исходной операцией Таблица 4.3 Как видно из этой таблицы, произведение двоичных функций совпадает с их суммой по mod 2, т. е. &6 = Ыб Ф Sfc ="б5ь V «в«6= ("6 ("б Ч) • (4.16) 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 10 11 12 13 14 15 16 17 18 19 20 21 22 23 24 25 26 27 28 29 30 31 32 33 34 35 36 37 38 39 40 41 42 43 44 45 46 47 48 [ 49 ] 50 51 52 53 54 55 56 57 58 59 60 61 62 63 64 65 66 67 68 69 70 71 72 73 74 75 76 77 78 79 80 81 82 83 84 85 86 87 88 89 90 91 92 93 94 95 96 97 98 99 100 101 102 103 104 105 |