Д'инат. Включение ключа происходит в два этала. На первом - быстро уменьшается напряжение t/кэ транзистор переходит в режим насыщения лри токе коллектора, близком к нулю (за счет включения ,в коллекторную цепь дросселя L). К дросселю прикладывается напряжение, равное и„, я ток коллектора открытого транзистора нарастает. Одновременно уменьшается ток блокирующего диода VDL На втором этапе (точки 2, 3) после восстановления обратного сопротивления диода VD1 дроссель разряжается через диод VD2 и резистор R, а конденсатор С по цепи R--L-VT. В точке 5 ток коллектора становится равен току нагрузки. В процессе отключения VT ток г'к спадает до нуля при плавном увел1ичении напряжения t/кэ за счет заряда током дросселя через VD2 конденсатора С. После запирания транзистора (точка 4) дроесель разряжается по цепи VD2-R и напряжение на конденсаторе возрастает (точка 5). После спада тока дросселя до нуля емкость С разряжается до напряжения и п.

Таким образом, дроссель L позволяет включить транзистор пра1кти1чески (при нулевом токе (коллектора и уменьшает ток, О'бусловленный конечным временем восстапонления обратного диода, а конденсатор С задержнвает рост t/кэ-<!ПД такого ключа почти не уменьшается, TaiK как в резисторе R рассеивается энергия, которая в схеме по рис. 3.2 выделилась бы в транзисторе, но резко увеличивается надежность Инвертора.

Из 0бщих вопросов проектирования инвертора отметиМ еще следующее. В некоторых типах ШД пульсациИ тока в фазах при иМПульсном регулировании вызывают значительные потер'И от вихревых токов и повышенный нагрев машины. Исключить этот недостаток можно, построив инвертор, сочетающий в одном устройстве импульсный и аналоговый (непрерывный) источники тока. Функции между ними разделены - энергетические показатели обеспечиваются импульсным источни'кам тока, а предельное быстродействие и пониженный уровень пульсаций тока - непрерывным источником тОка. Такие инверторы в настоящее время усил-ен-но разрабатываются.

В заключение отметим, что успехи микрО'Эле'Ктронини й силОВой интегральной техники позволяют пр-оектировать достаточно сложные инверторы, способные обеспечить максимальную эффективность электромеханического преобразователя энергии при высокой надежности. Особенно перспек-

тивны интегрально-тибридные инверторы, серийный выпуск (которых может реш'ить проблему комплектных электроприводов для роботов и гибких автоматизированных производств.

В следующем па-раграфе на конкретном примере про- иллюстрир'Ованы Основные этапы (проектирования инвертора.

3.2. Пример проектирования инвертора тока

а) Техническое задание

Спроектировать инвертор тока для унИ'Вереального электропривода на базе линейного индукторного шагового двух-фазного электродвигателя ДШЛ-10, имеющего следующие параметры: макси'мальное усилие при одиночной .ком'мута-ции =642 Н; целый шаг Ал;=1,25-10-з ,щ максимальных ход подвижной части Ьхода=0,1 м; полюсное деление t=5-10 м; масса индуктора т = 2 кг; номинальный ток фазы /ф„ом=5 А; номинальный ток обмотки вшбуждения /в=0,45 А; сОпротивление фазы ;?ф=3,5 Ом.

I I

Рнс. 3.4. Конструкция ДШЛ-10 н схема замещения

Разрез конструкции двигателя показан на рис. 3.4. Там же приведена схема замеще-ния магнитной цепи с парамет-)ами: ffi)y=128; Шв=1214; ?Ч5=1,5-10- Гн; A,i = 0,73-10- Гн. Тривод должен работать как в разомкнутом режиме с дробным шагом Ал;др=8мкм (коэффициент дробления /гдр=156), так и в замкнутом реж'име. Для замыкания по положению используется встроенный в двигатель фотоэлектрический датчик положения, выходной сигнал которого имеет период, равный полюснО'Му делению т, и подается на ПЗУ, в котором записаны синусно-кооинусные функции sin 8 и cos 9.

Сигнал задания токов фаз формируется в цифроаиалоговом преобразователе в соответствии с выражениями

1зад1 = --t/m-Sin0; 1зад2==/т-СО50, (3.2)

где /т - управляющее воздействие, соответствующее требуемому усилию двигателя. Сигналы 1зад i и г'задг поступают на вход инвертора тока. Зам.кнутый привод является следящим приводом по скорости ,и должен воспроизвести любые траектории движения в диапазоне

треб max

= 0,74-sin 14,95 м/с; (3.3)

iTpe6m. =0,16-sin 10,47 м/с. (3.4)

, Уравнению (3.3) соответствует с учетом динамического усилия двигателя следующая зависимость требуемого усилия ШД от в/ремени:

iTpe6m< =127a>s 14,95/+41sin2 14,95Ш. (3.5)

б) Выбор типа инвертора

Анал1изируя требования технического задания, приходим к выводу о необходим'Ости применения адаптивного инвертора, О'беопечивающего инвариантность тока возмущающим воздействиям. Одна из наиболее пвропективных схем такого типа представлена на рис. 3.5. Это мостовой инвертор, работающий по принципу двойного токового коридора. Каждая фаза ШД получает питание от своего автономного инвертора тока и вместе с датчиком тока Roc включена в диагональ моста, выполненного на транзисторных ключах, условно изображенных на рис, 3:5, а в виде транзисторов VT1-VT4. Транзисторные ключи одной стойки моста, например VT1 и VT2, управляются в противофазе с помощью одного из триггеров Шмитта (ТШ) (на рис. 3.5, а не показано устройство временной задержки, исключающее сквозные токи через стойку ключей). Триггеры Шмитта управляются сигналами ошибки по току 1зад-4с И имсют характеристики с одинаковой зоной нечувствительности А/, но смещенные относительно оси ординат на 5/ в разные стороны.

PaccMOTpHiM работу инвертора при поступлении на вход задания тока ступенчатого сигнала (рис. 3.5,6). Так как в начальный момент времени toc=0, входной сигнал 1зад переключает оба триггера в состояние логического нуля. ПрИ этом запираются .ключи VT1 и VT4 и открываются VT2. VT3. к обмотке управления прикладывается напряжение

питания инвертора Un и ток фазы форсированно нарастает. При достижении током 1ф значения г'зад-ЬА/-б/, т. е. верхнего порога переключения ТШ1, последний переключается в состояние логической единицы (И ключ VT2 запирается. При этом ток фазы, замыкаясь через обратный диод VDl и

VI i

Рис. 3.5. Принцип действия инвертора тока

открытый ключ VT3, опадает под действием нулевого налря-.жения. Когда ток уменьшается до 1заа-1-(>!, соответствующей нижнему порогу переключения ТШ], последний вновь перейдет в состояние логического нуля и включит ключ VT2. Ток фазы вновь начнет нарастать под действием напряжения питания и т. д. Инвертор работает при этом в первом импульсном режиме, поддерЖ'Ивая ток внутри токового коридора, задаваемого триггером ТШ1 с минимальной частотой переключений [3].

Пусть в момент времени в фазе появляется ЭДС, знак которой совпадает со. знаком тока (двигатель .раб-отает в генераторном режиме). Ток 1ф, замыкаясь по цепи VDI-VT3, начинает возрастать и достигает верхнеш порога переклю-

чеиия ТШ2 (зад+А/+б'/; триггер ТШ2 лереходит в состояние логической единищы и ключ VT3 запирается. При этом ток протекает по цепи VD4-О У-VDl в источник питания (-который должен иметь двухстороннюю проводимость) и /уменьшается под воздействием напряжения-Un-\-E. Когда тоК (ф уменьшится до (зад-А/+б/, соответствующей нижнему порогу переключения ТШ2, последний перейдет в состояние логического нуля и (ключ VT3 включится, о'беспечи-вая нарастание тока по цепи VD1-УТЗ под действием ЭДС (вращения. На следующем этапе электромагнитная энергия, накопленная в индуктивности фазы, вновь частично реку-пер1ируется в источник .питания. Имеем режим так называемого рекуперативнО'-динамичеокого торможения ШД. Заметим, что в двигател.ьно(М режиме работы ШД (ЭДС враще-Н(ия напр.авлена встречно току /ф) в режиме адаптивной щиротно-1импульсной модуляции работает ключ VT2, а в генераторном режиме работы ШД - ключ УТЗ. При этом ток поддерживается либо в nepeoiM, л(ибо во втором токовых коридорах. Точность поддержания тока определяется шириной петли гистерезиса триггера Шмитта А/, а систематическая ош.ибка воопроизведения среднего заданного тока не превышает ±6/ и может быть сделана сколь угодно малой.

Как видно из рис. 3.5, б, любое изменение задания тока отрабатывается инвертором с максимальной скоростью, оп-(ределяемой напряжением шитания, а на этапах поддержания тока частота К01ммутации ключей - минимально возможная, что выгодно с точки зрения минимизации динамических потерь при переключениях транз1исторОВ.

На рис. 3.6 приведена принципиальная схема одного из восьми транзисторных ключей инвертора. С целью гальванической развязки силовых цепей и цепей управления, повышения надежности инвертора для упра(вления ключами используются быстродейств(ующие диодные оптроны. При пода-(че на вход оптрона (точка 2) напряжения логическото нуля появляется ток в оветодиоде, фотодиод начинает генерировать фототок, протекающий в направлении от катода к аноду, и фотоуоилитель на транзисторах VT5 и VT6 из зоны отсечки переходит в активную область работы. На базе транзистора VT3 появляется положительный потенциал относительно эмиттера и УТЗ открывается. К ключу, выполненному на со-ставно1М транзисторе VT2, VT1, прикладывается импульс отпирающего напряжения. При поступлении на вход оптрона сигнала логической единицы транзисторы УТб, VT5 зап

Rn~ 150н СЗ-5пФ

+15В

Рис. 3.7.

Задание тоиа

Bi-m-И133ЛАЗ Запирание тд.

R35 180

Рис. 3.7. Схема управления инвертором

К зак. 1323.

раются и к базе VT4 .прикладывается на.пряжение, отрицательное относительно эмиттера. Транзистор VT4 открывается и имтулъсом отрнцательного базового тока составной транзистор VT2, VT1 форсированно заннрается. Элементы L, R8, VD3, С2 используются для формирования линии переключения выходного транзистора .ключа.

шт too Ri

Рис. 3.6. Принципиальная схема транзисторного ключа

Схема управления инвертором представлена на рис. 3.7 (для одной фазы ШД). Она состоит из усилителя обратной связи на операционных усилителях А1-АЗ, С'игнал на выходе ,которо.го (Пропорционален .мгновенному значен.ию фазного TOiKa; двух триггеров Ш.митта на интегральных ком.парато-рах А4, А5, на входах которых .происходит сравнение сигнала задания тока t/зт с сиГ|Нал01М О|братной связи [/ос/ схе-(Мы защиты инвертора от с.к.в.озных токов на микросхемах D\, D2, D3, DA, обеопеч'ивающей (Мгно-венное отключение ранее (Включенного ключа одной стойки моста и включен(ие спустя задержку времени ранее нера-ботавшего ключа стойки; оптрон(0(В VDt-VD4 управляющих .ключа1М|И {VD1, VD2 управляют ключами VTI, VT2, а VD3, ключами VT3,

VT4, см. рис. 3.5). Предусмотрен вход 3ain pa(HiHH .инвертора при срабатывании .одной из защит привода.

5 67

в) Выбор напряжения питания инвертора

Из расчета схемы замещения двигателя (рис. 3.4) найдем выражения для собственных и взаимных индуктивностей фаз

4 f

cos2e=(o-Z,2Cos26;

+ 2даЧо ( cos 2ez=Z.o4-ZaCos2e;

1зз=4оУв%=.в;

L,2=-2vxo(y sin2e=-L2-sin2e;

Li3=2tuytuBliOOse=Li -cosG; L23=2ffi>ytubisin9=iti-sini9.

(3.6)

Структура электромагнитных связей свидетельствует о TQM, что ШД индукторного типа описывается ура'внениями явяополюсной синхронной машины с возбужденным ротором. Подставляя в (3.6) параметры схемы замещения машины, пол|учим

= 0,185 Гн;

Z.e2.128. 1,5-10-6

L2-2.128. 1,5.10-6 . .OLlj* = 0,0116 Гн;

L, = 2-128-1214 0,73-10-6=0,227 Гн; Lb=4 -12142 1,5 -110-б=в,в43 Гн.

Электромагнитное усилие двигателя равно

(3.7)

2д

/ 2it . I 3 3

[(/2-ф La- sln2e-2/,1г L.,-cos 2%iM~ii\n%-h cos0).

. (3.8)

Если инвертор имеет достаточный запас по напряжению питания, то заданные токи (3.2) будут воспроизводиться с точностью до ширины токового кор.идора, т .е.

М=-/m-sinO; 12=/т-ооав. . (3.9)

Подставляя в (3.8) выражения для таков, получим

1(3.10)

т. е. усилие двигателя не зависит пр!и неизменном токе возбуждения ни от модуля оиорости, ни от ее направления, а определяется лишь уровнем управляющего сигнала 1т'-

F = kpl , (3.11)

где

кр= /в./,х--з0,45-0,227= 128.4 Н/А.

При каждом значенИи F и определенном напряжении питания инвертора существует граничнаЯ скорость Мгр, при превышении которой за счет воарастания ЭДС вращения и требуемых темпов нарастания тока инвертор не сможет поддерживать заданную синусоидальную форму токов фаз. Определим эту граничную скорость. Для этого запишем уравнение электрического равновеоия первой фазы ШД, пренебрегая ввиду малости второй гармоникой в собственных и взаимных индуктивностях фаз, т. е. считая машину чисто индукторной:

U,=i,R, + i,R, ЬЛ - /в^,.8ше-§-- (3.12)

dt dt at

В установившемся режиме работы справедливо

= ш= const; f= const; const;

tl =-/m-SiПй), f2=/mOOS(0

(3.13)

Подставляя (3.13) в (3.12), получим

U\ = -RIm sinco-(Loco/mcosco/-Lico/в - sinw. (3.14)

Введем в рассмотрение вектор суммарного тока статора, эквивалентного возбужденного индуктора, Р'Отора и ЭДС вращения:

(3.15)

Уравнение (3.14) в комплексной форме примет в.ид

Cs=Ri-ts+jxJs+Ep, (3.16)

где - результирующий вектор напряжения статора; Ха= ~Lo© - индуктивное сопротивление фазы.

На рис. 3.8 .показана векторная .диапрамма ЛШД в режиме моментного БДПТ. Мгновенные напряжения фаз определяются из следующих соотнощений,

[/, = Im({7,); UzReiCs). (3.17)

Так, при 0=а>/=л/2 (см. рис. 3.8) [/, и Uz отрицательны, что соответствует опережающей коммутации БДПТ. Инвертор автоматически обеспечивает требуемый угол опережения в зависимости от .мгновенной скор-ости .привода и развиваемого им момента.

Рис. 3.8. Векторная диаграмма моментиого БДПТ

Очевидно, что максимальные значения на1пряже.ний фаз равны .модулю вектора Cs. В гра1Нич.ном -режиме модуль вектора равен .на-пряжению питания инвертора

и пах=- \( + 1% /в J+ (0 >гр) (3.18)

Переходя в (3.18) от электрической скорости к механической, .получим уравнение гранич1ной механической характеристики БДПТ, ,пр-и превышении kot-oipofi инвертор теряет свойства источн-ика тока:

и

и max

(3 19)

Анализ показывает, что в наше-м случае м.ож.но пренебречь ЭДС В1ращения и .потеря.М'и в активном сопр-отивлении

фазы по сравнению с падением напряжения в индуктивности Lo (:из-за большой ее величины). Тогда

1 I и \ji 1

(3.20)

Граничные характеристики, п-остр-оенные в соответствии с (3.19) при различных напряжениях инвертора, показаны на рис. 3.9. Там же .приведены характеристики v{F) БДПТ без ф|0,рмирующих обратных связей. Заштри,х.ованны.м пря-.моуго.льник.ом выделена возм-ожная область фазовых траек-то-рий .привода, ностроен.ная в ооответствии с уравне.ния,ми (3.3)-1(3.5) технического задания. Выбираем с некоторы.м коэ|ффициентом за.паса .напряжение питания инвертора /и= = 300 В.

100 zoo 300 т 500 воо 7оо 800 F-вт

Рис. 3.9. Граничные и механические характеристики привода при частотно-токовом управлении

Изложенная здесь метод.ика пригодна для выбора напря-жен-ия питания .инвертора и в разомкнутом шаг-овом п.риво-де. При ЭТ01М в (3.19) по-дставляются -скорость, соответствующая максимальной рабо-чей частоте .привода, и требуемое усилие .двигателя -при эт-ой окор.ости.

г) Статический расчет транзисторного ключа

Макоималшый ток к-оллект.ора выходного транзистора VT1 (рис. 3.6) 0П.ределяется максимальны.м током фазы ШД

max--Ф max

,=5А.

Максимальное натряжевие на запертом транзисторе для инвертора мостового типа равно напряжению питания инвертора

f/aKi =f/n = 300B.

Выбираем транзистор типа КТ812А, имеющий статический коэффициент передачи тока в схеме с общим эмиттером Л21э=4 и следующие предельно допустимые параметры:

с целью повышения надежности ключа и обеспечения пассивного запирания выходного транзистора даже при исчезновении напряжения питания запирающего источника включают параллельно переходу база - эмиттер резистор R1=10Om.

При больших коэффициентах фороировки скважность отпирающих импульсов, поступающих на ключ, мала и максимальное значение среднего тока, протекающего через обратный диод VD1, равно току фазы

.ср max-.ф max-l5A.

Мажсимальное обратное напряжение равно яапряжевию питания инвертора

[/o6pma:e=t/n=300B.

В качестве обратного диода выбираем высокочастотный диод типа КД213А с малым временем ©осстановления обратного сопротивления /вое 0,5 мкс и следующими предельно допустимыми параметрам.и:

[/обр =300 В; /ср =10А.

С учетом макаимального напряжения насыщения база- эмиттер транзистора VT1 [/бэ1 нас = 2,5 В определим максимальный ток коллектора транзистора VT2 в режиме насыщения:

/к,

таг

2.5 10

1,5 А.

Амэ! max

Макоимальн-ое напряжение на запертом транзисторе VT2 равно напряжению питания инвертора

t/3K2 =300lB.

В целях унификацни типов силовых транзисторов в качестве VT2 выбираем транзистор-КТ812А, хотя более экономичным был бы транзистор с меньшим значением предель-

ного тока коллектора, например КТ809А. Сопротивление резистора R2 примем равным 10 Ом.

Определ'им ток, протекающ'ий в резисторе R3, необходимый для отпирания ооставното транзистора:

213 2ml,i

, бз.нас 15 JJ AL 0,812 А, R2 4 10

где ас- коэффициент насыщения, характеризующий глубину насыщения и пр1инятый равным 1,5 для уменьшения времени рассасывания избыточного заряда в базе VT2 при его запирании.

Напряжение отпирающего источника Uni определим следующим образом. При включении оптрона транзисторы VT6 и VT5 из состояния отсечки переходят в активный режим работы, а напряжение [/эк 5 составляет несколько вольт (насыщение VT5 и VT6 недопустимо по условиям получения максимального быстродействия фотоуоилителя). При этом напряжение на выходе эмиттерного повторителя на транзисторах VT3 и VT4

Uan-iUnl - [/эк5-бэЗ

должно превышать Uqsi иас--/бэ2 нас На величину, достаточную для создания в сопротивлении R3 требуемого тока. Таким образом, Uni должно быть больше

t/63lHac-ft/632 Had+t/3K5+t/633 = 2,5 + 2,5 + 3-f 1=9В.

Примем для унифякации источников питания f/ni = l2B, [/п2= -12 В - напряжение запирающего источника.

Транзистор VT3 выбираем noi максимальному току коллектора и максимальному обратному напряжению

/кзп^=/ з=0,812А; {/зкЗта.=2[/п1=24 В.

Транзистор КТ815А имеет следующие предельные параметры:

/к =1,5А; [/эк =25 В; /i2i3mi =40.

Зная ток эмиттера VT3 при отпирании составного транзистора, определим ток базы и падение напряжения на переходе база-эмиттер:

R3 отп

0.812 11

19,8 мА; [/бэ8=0,9 В.

Задавая /эк5=ЗВ, определим сЬиротивлемие резистора R3, иеобходимое для отпирания составного транзистора:

73 - -зк5~бэз~-бэ1 нас~бэ;!иас 12-3-0,9-2,5-2,5 g g2 Qj

зотп 0,812

Примем /?5=3,9 0м.

Определим ток базы транзистора VT1, необходимый для его запирания, задавая коэффициент запирания равным 1:

/ -к^тах 1 5 1 Oi; д

Этот ток складывается из тока активного и пассивногоза-пирания

6ji нас min I -эп зап + 61 нас men д

РЛ R3

Выбирая в качестве диода VD2 вышкочастотный диод КД212А, имеющий следующие предельно допустимые параметры:

/српшх=1 А; /импт<ю=50А; f/o6pni c==200 В,

и прямое падение напряжения Удз, т превышающее 1 В, найдем

61 зап' РЗ-Цбэ! нас m/n ЯЗ-({/бэ1 нас rnin-Uда) 1 Rl

61 зап - 61 пас

1,25-10-3,9-1,75-3,9-(1.75-1) 10 10

- 3,44 В.

Транзистор VT4 выбираем по максимальному току коллектора и максимальному обратному напряжению

к4/пож = -б1 акт = \ 9- ~ эк4таж-34 В.

Транзистор KTSIGA имеет следующ1ие предельные параметры:

Km(tx = 8A; (/эктта=25В; /J2l3mm = 25.

При запирании .ключа VT4 переходит в а1ктивн'ый режим и его ток базы раве-н

/ 612- : L0L = 41 мА, hiisimin+i 25+1

При этом С/эб4=0,9В, а падение напряжения на сопротив-ле1нии R4 равно

UM=[U,n зап-f/364-Hf/n2 = -3,44-0,9+12=7,66 В.

Считая VT1, VT2 и VT3 запертыми и пренебрегая обратными токами коллекторов этих транзисторов, определим

/?4 = [/д4 б4 = 7,66/0,041 = 187 Ом.

Примем R4= 180 Ом.

Оопротивленпе R7 рассч1итывается ;из условия получения заданного прямого тока светодиода / р, сд=20мА:

izMliL. ,72,5 ОМ,

0,02

где f/o - напряжение логического нуля микросхемы, управляющей ключом; t/прсд - прямое падение напряжение на светодиоде. Приме.м 7= 180 Ом.

С учетом коэффициента передачи тока для оптрона АОД101А, равного ki=\%, получим ток фотодиода

/фд=/бб=,./пр сд=0,01-20=0,2 мА.

В качестве транзисторов VT5 и VT6 фотоусилителя вы-берш высокочастотные транзисторы типа КТ502А со следующими параметрами:

/, =300 мА; f/3K =25B; Л21эш(п=40.

Определим токи коллектора и эм1иттер.а VT6 при в-кл-ю-чении ключа:

/кб=Л21эб min /бб=40 0,2=8 мА; /эе= (Л21эб <п+1)/б2= (40+1) -0,2=8,2 мА. Ток базы транзистора VT3

1бэ =

R3 отп

0,812

Л эЗт; +1 40+1 Ток, протекающий через сопротивление R4:

= 19,8 мА.

RA 187

Ток коллектора транзистора VT5

/к5=/бз+/л4-/кб=49,8+1128,2= 123,6 м А.

Ток базы транзистора VT5 я соответствующее ему падение напряжения на переводе база-эмиттер:

123.6 40

= 3,1 мА; [У365=0,8 В.

Сопротивление резистора R6

и^ьь 0.8

R6 = -

= !56,8 Ом.

/эб-/б5 (8,2-3,1)-10-Примем R6=\60 Ом.

Напряжение, приложенное к переходу эмиттер-1КОллек-тор VT6 к резистору R5:

/эк6+.,5=эк5-Нг/эб53-0,8 = 2,2 В.

Для нормальной работы VT6 в режиме усиления и^кб должно быть не меньше 1,5 В, следовательно,

[/ 5 = 2,2-1,5=0,7 В.

Зная ток /r5, определяем сопротивление резистора R5

/?5=[/ 5 кб=0,7/(8-110-з)=87,5Ом.

Примем 5= 100 Ом.

Статический расчет траизисторноГО 1ключа был проведен для предельных параметров транзисторов, поэтому в процессе наладки схемы может потребоваться некоторая коррекция, учитываюшая реальные значения .коэффициентов усиления (по току и падений налряжения на переходах.

д) Динамический расчет транзисторного ключа

Расчет проводится в соответствии с рекомендациями, изложенными в [7].

Определяем по -жаталогу гранич.ные частоты коэффициентов передачи тока в схеме с общим эмиттером для транзисторов, входящих в состав ключа:

frp3=/rp4=3 МГц; /гр5=./грб=10 МГц.

Собственные постоянные времени транзисторов при работе в активной зоне

5 = =

Тз = 4 = I

2Л.З-10

0,016 мкс.

0,05 мкс;

2Я-10-10

Так как для силовых транзисторов VT1 и VT2 в справочной, литсратуре не указаны динамические параметры, примем их постоянные времени наибольшими из возможных для класса диффузионных транзисторов (0,01-0,3 мкс):

tl=,t2=0,3 MiKC.

Время включения и выключения оптрона соизмеримо с постоянными времени транзисторов и также должно учитываться

/в,оп = /з,оп/=0,;1 мкс.

Расчет времени включения ключа будем проводить, приняв следующие допущения: ток базы VT6 меняется по ли-иейному закону за время teon, ток базы каждото из последующих транзисторов нарастает также линейно за время, равное времени включения предыдущего транзистор1а. Так как относительная крутизна фронта базового тока Xi= =4(t-n)/Ti, где г -номер транзистора в ключе, для всех транзисторов принимает так1ие значения, что.

1--- (е-х -1

нас

>1,

то Время включения можно найти .из уравнения трансцендентного уравнения

+ (е-вЛ 1)

Результаты расчетов сведены в табл. 3.1.

Таблица 3.1

Таким образом, включение ключа происходит за время, не .превышающее /вкл = 0,574 мкс.

При определении времени отключения учтем, что оно складывается из В1ремени включения тра.нзистора VT4, которое можно считать равным времени включенияУГ,? (/в4= = 0.182 мкс). времени рассасывания изб^гточного заряда