|
| |
 |
Главная » Мануалы 1 ... 13 14 15 16 17 18 19 ... 22 получения дополнительной экономии скорости битов - за счет оптимизации сокращения скорости передачи. Первая система MASKAM построена на основе уравнения (4.31) и использует деление полосы на 24 части. Чтобы упростить конструкцию цифрового Р1Я-фялътра, в реализации системы используются две различные ширины субполос. 16 фильтров с шириной полосы 0,5 кГц каждый составляют диапазон О... 8 кГц, а восемь фильтров с шириной полосы 1 кГц - 8... 16 кГц. Система может работать со скоростью передачи 112 кбит/с, исключая скорость передачи коэффициента масштабирования и защиты от ошибок. Разделение входного ЗС на 24 субполосы достигается с помощью квадратурных зеркальных фильтров QMF. Они позволяют получить частоту выборки с минимальным наложением спектров и очень малой пульсацией. Частота выборки, необходимая для каждого фильтра субполосы, должна быть в 2 раза больше полосы фильтра. Искажения от наложения спектров, возникающие под влиянием чувствительности фильтров, полностью устраняются при обратной фильтрации в декодере при условии, что имеет место однородное квантование во всех субполосах. Этот критерий не выполняется, если используется различное квантование для сигналов соседних субполос. Разница в разрешающей способности соседних субполос создает искажения от наложения спектров, которые маскируются порогами маскирования. Набор фильтров перекрывает звуковую полосу 16 кГц. Частота дискретизации набора фильтров выбрана равной 32 кГц для удобства реализации одного из первых вариантов системы со статистическим распределением битов. В варианте с динамическим распределением битов используется частота дискретизации 48 кГц, чтобы обеспечить совместимость со студийным стандартом. После разделения полосы определяется коэффициент масштабирования для каждого сигнала субполосы и для блока выборок. Длина блока 8 мс для субполос 1-16 (0... 8 кГц) и 4 мс для субполос 17-24 (8... 16 кГц). Коэффициент масштабирования показывает максимальный уровень, достигнутый сигналом субканала в блоке. Транскодирование 16-битового сигнала субполос зависит от субканала в блоке, от информации о коэффициенте масштабирования и от числа битов, распределенных в каждой субполосе. В случае статистического распределения битов информация о регулировке (контроле) распределения для каждой субполосы устанавливается согласно (4.31). Для получения неискаженной передачи в канале, не свободном от ошибок, надо создать хорошую защиту для коэффициента масштабирования. В канальном кодере и декодере опытного образца используется канальный код, обеспечивающий одинаковую защиту от ошибок для всех битов. Дополнительная защита от ошибок создается для коэффициента масштабирования в кодере и декодере источника. Принято, что полезнее создать большую защиту битов старших разрядов в низких, а не высоких субполо- сах сигналов. Поэтому биты старших 5 низкочастотных полос защищены (в субполосах 1 и 2 защищены два бита старших разрядов, а в полосах 3, 4 и 5 - только один бит старших разрядов). Так как максимальная скорость передачи битов входного сигнала в канальном кодере 168 кбит/с, то скорость кодирования (отношение скорости передачи полезной информации к общей скорости передачи данных) полного мультиплексного сигнала MASKAM равна 0,81. Защита от ошибок использует код Голея с расстоянием, равным 7. Подобная система коррекции может скорректировать ошибки в трех битах 23-битового слова. Чтобы обнаружить четыре ошибочных бита, добавляется бит четности к 23-битовому слову, а коэффициенты масштабирования и биты старших разрядов объединяются в 12-битовые слова, которые защищаются дополнительными И битами кода Голея и битами четности. Процесс осуществляется внутри сигнальных процессоров с использованием нескольких таблиц, и потому никакого дополнительного оборудования для системы защиты от ошибок не требуется. Гребенка фильтров состоит из 23 квадратурных зеркальных фильтров. В каждом из них спектр входного сигнала разделен на два потока данных, имеющих по 1/2 значения полосы частот и 1/2 значения скорости выборки входного сигнала. Элементы фильтра с 64 выводами обрабатываются двумя входными выборками одновременно, чтобы обеспечить одну выборку на каждом выходе. Средняя операция обработки составляет 32 умножения и сложения для одной входной выборки. После фильтрации в кодере выполняются следующие действия: нахождение наибольшей абсолютной величины из восьми выборок для каждой субполосы; классификация точности найденной максимальной величины до 1,5 дБ (6-битовый коэффициент масштабирования); классификация восьми выборок в блоке относительно коэффициента масштабирования и точности линейного квантования в субполосе; защита коэффициентов масштабирования и битов старших разрядов пяти низкочастотных субполос с помощью кода Голея; соединение в ОЗУ сигнального процессора непрерывного потока данных из коэффициентов масштабирования и числа ступеней из одно или двухбайтовых местоположений. В декодере данные сначала накапливаются в ОЗУ с адресными местоположениями. Следующая ступень - коррекция ошибок, затем коэффициенты масштабирования и число ступеней должны транскодироваться в величины с плавающей точкой, прежде чем они поступят в банк инверсных фильтров. Дополнительными компонентами в приемнике и передатчике являются схемы синхронизации, подающие биты и синхронизирующие сигналы слов, а также синхронизаторы кадра для синхронизации сигнала с системой модуляции. Звуковые данные на входе кодера и выходе декодера подаются через стандартные интерфейсы. 4.7. ОПТИМИЗАЦИЯ СОКРАЩЕНИЯ СКОРОСТИ ПЕРЕДАЧИ БИТОВ Исследования возможности сокращения скорости передачи битов основаны на схемах кодирования и декодирования источника, показанных на рис. 4.7, 4.8. Их характеристики не являются оптимальными, но они будут таковыми в варианте системы, выполненной для реального времени [26]. Для получения распределения частот шума квантования, оптимально согласованного с порогом маскирования, используется 24-полосное разделение с применением квадратурных зеркальных фильтров. Субполосы шириной 125 Гц используются в диапазоне частот 0... 1 кГц, а шириной 2 кГц - в диапазоне 8... 16 кГц. Служебная информация включает коэффициенты масштабирования, но не данные контроля распределения битов или данные статуса кодирования канала. Данные контроля распределения битов Фипьтрацин {цифр а бой. с FgtSliCU,) Блок филйтрвЗ ТрапсноВирование Уменьшение Санных Определение Питов мас-штаВирова-ния Уменьшение данных Определение каснирова-ния (порога) 04- ный контроль  Кодирование
Рис. 4.7. Структурная схема кодирования источника Канальное кодирование
Канальное декодирование Демульти-ппексирова-/iue Коррекция ашиВок Инверсное транснодироВание Сопряжение данных Декодирование коэффициент масштаёаро-вания Управление распределена ем битов Рнс. 4.8. Структурная схема декодирования источника Инверсная /рцльтрация Блок инверсных срильтров [цифровой, определяются в кодере и в декодере только на основе коэффици--ентов масштабирования. Третья ступень в процессе уменьшения скорости битов определяется в терминах временного эффекта маскирования слухового' восприятия. Кроме одновременного маскирования (одного звука другим в одно и то же время) есть еще два: предварительное и последующее. Использование маскирований позволяет распределить шум квантования в определенном интервале времени без слышимого ухудшения. Длина максимального блока определяется предварительным маскированием, т. е. периодом до появления., маскирования. Длительность периода составляет 1/10 периода по-7 следующего маскирования (50...200 мс). i Квантование коэффициента масштабирования из шести битов i дает разрешающую способность во всем динамическом диапазоне сигнала субполосы, которая меняется ступенями по 1,5 дБ. Если-коэффициент масштабирования каждой субполосы передается каждые 4 мс, то скорость передачи данных составляет 36 кбит/с. Коэффициенты масштабирования особенно важны в процессе декодирования, и их необходимо хорошо защитить от ошибок вводом избыточности в канальный кодер. Применение сокращения скорости битов к коэффициенту масштабирования очень важно из-за . большой пропорции общей скорости передачи битов в канале, ко- торую они иначе поглотят. В этом случае используются маскирующие характеристики уха. Во временном окне, имеющем длину до 64 мс (она зависит от специального применения схемы MASKAM), каждый коэффициент масштабирования проверяется на субъективную важность . Ко- эффициенты масштабирования с быстрым увеличением скорости X особенно важны при передаче, так как ухо чувствительно к ско-1 ростным импульсам. Эффект последующего маскирования исполь- \ зуется в алгоритме уменьшения скорости битов коэффициента масштабирования. Кривые с быстрым спадом уровня сигнала не, могут быть точно восстановлены декодером. Следовательно, нет необходимости передавать все 24 коэффициента масштабирования § в каждом блоке длительностью 4 мс. Можно уменьшить ирреле- вантность ЗС, если кроме характеристик маскирования в каждой Ч субполосе принять в расчет маскирующий эффект сигнала сосед- ней субполосы. Имеющаяся информация об объеме обработки мо-жет быть распределена на отдельные субполосы. Динамическое распределение битов снижает скорость передачи битов (4.31). Скорость передачи Гг в субполосе i меняется в ог- раниченном диапазоне. Минимальное значение равно О, а максимальное зависит от ширины субполосы. Если принять отношение наклонов НЧ- и ВЧ-частей ЗС равным 2, то можно преобразовать уравнение (4.31) в следующее: 1б<7гмин= 161g(/o;/U+l. (4.32) Отсюда можно вычислить, что чистая скорость битов для сигнала, содержащего наибольшее количество релевантной информа- ции, г = 95 кбит/с. Из (4.31) эта скорость составляет 1/2 кбит/с. Следовательно, экономия равна 20 кбит/с. Динамический контролер распределения битов определяет разрешающую способность для выборок субполос на основе расчетного порога маскирования. Отношение порога маскирования к уровню шума квантования одинаково во всех субполосах. Отношение mask-to-noise (маскирование к шуму) зависит от частоты. Если уровень шума ниже порога маскирования, то можно говорить о резерве отношения маскирования к шуму. Чтобы получить постоянное отношение маскирования к шуму у сигналов, меняющихся во времени, скорость битов каждой субполосы должна меняться у каждого нового блока длиной 4 мс.,Следовательно, динамическая скорость битов зависит от порогов маскирования, выведенных из спектральной и временной структуры звукового сигнала. Узкополосные звуковые сигналы требуют малую скорость битов, когда многие сигналы субполос ниже порога маскирования и не передаются. Широкополосные ЗС с высоким уровнем в ВЧ-части требуют более высоких скоростей, так как сигналы в субполосах несут больше полезной информации. Хотя скорость, битов кодированных сигналов систем MASKAM зависит от сигнала, скорость qm мультиплексного сигнала должна быть постоянной, например 128 кбит/с. Эта ситуация создает так называемый предел динамической скорости битов. Системы кодирования источника, исключающие всю ирреле-вантность цифрового звукового сигнала, т. е. системы с предварительным, одновременным и последующим маскированием, создают проблемы накопления шума квантования в каскадах, превышающего порог маскирования, и ослабления эффекта маскирования в случае подъема или опускания уровней спектра сигнала в приемнике до слышимости помех. В этом случае схема динамического распределения битов создает определенный резерв отношения маскирование-шум. Если ЗС узкополосный и скорость битов во многих субполосах равна О, то увеличивается скорость в субполосах, создающих маскирование, в пределах, допустимых пределом динамической скорости. Другое преимущество этой формы динамического распределения битов в том, что синусоидальные сигналы передаются с высокой разрешающей способностью (16-18 линейных битов). Передача изолированной спектральной линии с разрешающей способностью 16 битов в субполосе шириной 500 Гц теоретически требует скорости 16 кбит/с, однако следует взять скорость в 2 раза больше из-за искажений, вносимых спектрами наложения. Дополнительная скорость битов нужна в канале кодирования для защиты транскодируемых выборок, побочной информации и синхронизации передаваемых данных. Общая скорость битов в системе MASKAM состоит из скорости кодирования источника и канального кодирования. Предел динамического распределения битов можно использовать в канальном кодировании для защиты от ошибок мультиплек- сного сигнала, применяя так называемую динамическую защиту от ошибочных битов. Она осуществляется ступенями и усиливает общую защиту, при этом действуя так, что звуковые сигналы, передаваемые с низкой скоростью, имеют большую степень защиты и наоборот. Сигналы с малой скоростью (речевые сигналы) имеют ограниченное маскирование от шума ошибочных битов, поэтому требуют большей защиты. Так как искажения слышнее в узкополосных сигналах, содержащих дефектные выборки, то им уделяется особое внимание. Субполосы системы MASKAM приближаются к критическим субполосам уха, а шумы в них должны быть оптимально подавлены. Если коэффициенты масштабирования всех субполос защищены, то общий шум снижается. Так, хотя при BE,R=10~ создается слышимый шум, последний ухом практически не воспринимается. Рассмотрим пример, когда все выборки в системе полностью искажены. Тогда спектральная кривая шума искажений совпадает f со спектральной кривой неискаженного сигнала. Кодер будет ра- ; ботать как 24-канальный вокодер с разделением спектра на 24 узкие полосы с AM. В этом случае речь станет неразборчивой. Следовательно, не должно быть потерь побочной информации или , синхронизирующих битов во время передачи. В системе MASKAM биты сигналов побочной информации особенно важны, так как они несут информацию о распределении битов в субполосах. Они должны быть хорошо защищены. Биты старших разрядов имеют различную степень важности. На частотах ниже 1 кГц важны два бита старших разрядов в каждой субполосе, на частотах 1 ... 3 кГц особенно важен один бит старшего разряда, а на частотах выше 3 кГц эти биты уже не имеют значения. Следовательно, . мультиплексный сигнал MASKAM содержит небольшое число важных битов, которые надо надежно защитить. В дальнейшем система MASKAM трансформировалась в более совершенную MUSICAM (Masking-pattern Universaf Sub-band Integrated Coding And Multiplexing) [28], которая позволила получить 100 кбит/с на моноканал без потери качества звучания. Различие между ними в основном сводятся к различиям в гребенке i фильтров анализа-синтеза ЗС. В MUSICAM она построена не по древовидной, а по полифазной структуре, что позволяет умень- . шить искажения, связанные с elasing -эффeктoм, с одновременным уменьшением общей задержки ЗС гребенкой фильтра. При этом несколько меняются характеристики гребенок: количество полосовых сигналов равно 32 вместо 24, порядок фильтров 384 вместо 64, подавление боковых лепестков - 92 дБ вместо - 46 дБ, задержка гребенки анализа 8 мс вместо 128 мс, а полоса частот полосовых сигналов принимается фиксированной и равной 4 750 Гц вместо переменной, приближающейся к ширине критических полос слуха в системе MASKAM. Для более точного определения порогов маскирования шумов квантования в полосовых сиг-налах параллельно с гребенкой фильтров вычисляется преобразо- 160 вание Фурье. Алгоритм вычисления порогов по преобразованию Фурье такой же, как и по мощностям полосовых сигналов в системе MASKAM. ГЛАВА 5 СИСТЕМА ЦИФРОВОГО СПУТНИКОВОГО РАДИОВЕЩАНИЯ С ИСПОЛЬЗОВАНИЕМ ТВ-КАНАЛА 5.1. ОПИСАНИЕ СИСТЕМЫ Согласно решению Международной административной конференции по спутниковому радиовещанию (Лондон, 1977 г.) приняты правила для национальных служб спутникового радиовещания в Европе, в том числе определены 4 орбитальные позиции спутников, работающих на геостационарной орбите. При этом частотный диапазон 12 ГГц (11,7... 12,5 ГГц) делится на 40 каналов так, что каждая европейская страна обеспечивается пятью каналами службы спутникового вещания. Каналы с шириной полосы 27 МГц располагаются через 18 МГц. Кроме частотного разделения используется пространственное (орбитальный интервал не менее 6°) и поляризационное (левая и правая поляризации сигналов) разделение каналов. Регламентированы некоторые параметры прямого спутникоБого вещания, в частности: добротность приемной антенны диаметром 0,9 м должна составлять 6 дБ/к, чтобы гарантировать сохранение отношения сигнал-шум на уровне 45 дБ в наихудших временных условиях; ширина луча приемной антенны не должна превышать 2°; паспортные значения оценки максимальной выходной мощности радиочастоты спутниковых передатчиков для охвата национальных контуров заданной формы различаются по странам и распределяются от 40 Вт для Люксембурга до 230 Вт для Испании. В Европе система цифрового радиовещания с использованием одного телевизионного канала спутников связи TV-SAT разработана и опробована в 1983-1984 гг. на спутниках, работающих на геостационарной орбите. Оба спутника образуют общую систему вещания, используемую потребителями семи государств. В Японии первый радиовещательный спутник был запущен в 1984 г. и следующий в 1986 г. Спутник BS-2a (1986 г.) имеет массу 350 кг. Выход транспондера 100 Вт. Регулярное радиовещание в Европе началось в 1986 г. при запуске спутника TV-SAT-1. Учитывая относительно малые географические размеры Японии, ФРГ и других европейских стран, одним спутником удается при достаточно малой мощности транспондера обеспечить прием ТВ-программ на всей территории страны. В японском спутнике на частоте 12 ГГц передавались звуковые сигналы в цифровой форме по системе ИКМ с частотой дискретизации 32 кГц, шириной полосы звуково-6-54 161 го сигнала 15 кГц при использовании почти мгновенного компан-дирования 14/10 бит. Число звуковых каналов 4, включая дополнительную информацию в объеме 48 кбит/с при скорости передачи информации по каналу 2,048 Мбип/с, частоте поднесущей 5,72 МГц, и с использованием двукратной фазоразности модуляции. Европейская система спутникового радиовещания базируется на системе непосредственного спутникового радиовещания, принятой для ФРГ [2]. При проектировании системы для спутника TV-SAT-1 заранее предусмотрено отвердение одного из ТВ-каналов под передачу 16 стереопрограмм, имеющих характеристики высококачественного звукового сигнала, а остальные четыре канала отведены для телевидения. Основная цель данной системы радиовещания состоит не только в повышении качества звукового сигнала и расширении сервисного обслуживания, но и в увеличении зоны обслуживания. Структура системы спутникового радиовещания, принятая для западноевропейских стран, имеет вид, изображенный на рис. 5.1. В студии радиодома создается звуковой сигнал студийного качества с частотой дискретизации 48 кГц и 16-разрядным кодированием отсчетов. Для обеспечения передачи от радиостудии до наземной станции использован цифровой канал. Стереосигнал в виде цифрового потока со скоростью 1,024 Мбит/с поступает из студии на аппаратуру согласования канального передатчика с линией подачи программ. Канальный передатчик осуществляет перекодирование ЗС в соответствии с параметрами линии подачи программ (частота дискретизации 32 кГц, динамический диапазон 86 дБ, квантование 16/14 бит с плавающей запятой). Индивидуальные CmepcQ ЗС =i5-K=:
12ГГЦ П 1ГГц ИнЬабидуальный прием 1ГГц 0 i-J Коллективный прием Рис. 5.1. Структурные схемы передающей (о) и приемной (б) частей спутникового ЦРВ: / - студия, 2 - каналообразующий преобразователь, 5 -линия подачи программ, 4 - аппаратура формирования программ, 5-модулятор, 6 - генератор, 7 - контроль, - параболическая антенна передатчика, S - спутник с антенной, /О - приемная антенна, ч - усилитель ВЧ, 12 - преобразователь 12 ГГц/1 ГГц, 13 - индивидуальный цифротюнер, /4 - аппаратура воспроизведения для индивидуального приема; /5 - преобразователь коллективного приема 1 ГГц/118 МГц, /6 - выделитель и распределитель цифрового потока, 17 - аппаратура воспроизведения линии соединяют радиостудии с общей наземной радиостанцией, на входе которой сигналы от пользователей станции группируются и кодируются для передачи через спутниковые линии связи. В этом тракте передачи особое внимание уделяется защите от ошибок, частота повторения которых составляет 10 , для чего используется код БЧХ (63,44), обеспечивающий возможности обнаружения коррекции ошибок. В таком случае формируется сигнал из двух монопотоков, в каждом из которых содержится 11 бит для передачи сигналов синхронизации, 11 наиболее значащих бит из 14/16 отсчетов с плавающей запятой значения звукового сигнала в каждой программе. Кроме того, содержится защита 19 контрольными битами, добавляются один бит информации для опознавания передатчиков и один для опознавания вида программы, затем следуют незащищенные, менее значащие, биты звукового сигнала и подкадр из пяти бит спутниковой информации. В аппаратуре формирования программ создается единый цифровой поток из 16 входных стереопрограмм со скоростью 20,28 Мбит/с, который подается на генератор и затем в виде высокочастотного сигнала (17 ГГц) с полосой 27 МГц передается на спутник. На этой же частоте передаются и четыре телевизионные программы. В спутниковом транспондере сигнал усиливается, преобразуется и передается на землю через узконаправленную антенну на частоте 12 ГГц. По экономическим соображениям спутники связи предназначаются для передачи телевизионных и радиовещательных программ одновременно. Требования к приемной аппаратуре в большой степени определяются аналоговым методом передачи ТВ-сигналов. Индивидуальный прием, например, требует использования антенны диаметром 90 см, с усилением 38 дБ и шириной луча (+Г) в точках 3 дБ. Коэффициент шума входного преобразователя должен быть не более 7 дБ. Если эти условия относительно аппаратуры соблюдены и плотность потока мощности на границах зоны охвата ТВ-вещанием составляет 103 дБ-Вт/м^, то можно рассчитывать в 99% времени на отношение сигнал несу-щей-шум более 14 дБ (в худшем случае). С субъективной точки зрения это соответствует хорошему качеству воспроизведения на выходе радиоприемника, принимающего программы спутникового радиовещания. Соответствующие параметры системы коллективного приема при диаметре антенны 180 см составляют усиление 44 дБ, ширина луча +0,5° (в точках - 3 дБ), коэффициент шума 5 дБ на входе преобразователя, отношение сигнал несущей-шум 22 дБ, включая границу 8 дБ для потерь в распределительной системе. Если говорить о цифровых радиовещательных сигналах, то зона охвата их по сравнению с ТВ-сигналами намного больше, что расширяет возможности приема, так как применение метода защиты от ошибок с кодом БЧХ (63,44) обеспечивает отношение сигнал несущей-сигнал шума равным 9 дБ. Структурная схема приемного устройства для радиовещательных спутниковых сигналов, построенного по принципу двойного Рис. 5 2. Структурная схема цифровой части приемника спутникового ЦРВ: / - блок выделения канрла, 2 - демодулятор 118 МГц, 3 - корректор ошибок, 4-блок восстанорления несущей частоты, 5 - дсколер, 6-блок выделения синхронизации, / - дескремблер. - демультиплексор и блок выделения про1рамм, S - корректор ошибок, 10 - восстановитель импульсов, - ЦАП, 12 - усилитель 34, 13 - акустика, м - индикатор состава программ преобразования, показана па рис. 5.2. Параболическая антенна, представляющая собой часть наружного устройства, ориентирована по направлению к спутнику связи и принимает звуковые и ТВ-сигналы в диапазоне ОВЧ 11,7... 12,5 ГГц. В последующем преобразователе эти принятые широкополосные сигналы смешиваются до диапазона первой ПЧ, равной 1 ГГц, и усиливаются. Через коаксиальный кабель сигналы поступают на преобразователь частоты 1 ГГц в частоту 118 МГц. В варианте индивидуального приема сигнал, преобразованный в антенном преобразователе с 12 ГГц на 1 ГГц, подается на приемник индивидуального пользования (один блок), в котором после вторичного (также аналогового) преобразования с 1 ГГц на 118 МГц производится выделение цифрового потока и цифровое преобразование звуковых сигналов каждой из 16 станций вместе с сервисной и служебной информацией. Последняя позволяет потребителю ориентироваться в общем потоке информации всех 16 станций, а также производить оптимальный режим воспроизведения или записи программ. Коллективный прием, не отличаясь функционально от индивидуального, использует блоки преобразования частоты 12 ГГц в частоту 1 ГГц и частоту 1 ГГ в 118 МГц для всех слушателей, а для выделения звуковой и сервисной информации из цифрового потока на частоте 118 МГц свой индивидуальный тюнер. Коллективный прием примерно на 1/3 снижает стоимость аппаратуры. Собственно цифровой приемник (рис. 5.2) начинается с частоты 118 МГц, а до этого преобразования 12 ГГц в 1 ГГц, а затем в 118 МГц являются операциями деления частоты аналогового типа. Сигнал 118 МГц усиливается и демодулируется. В составе приемника разработаны функциональные блоки для восстановления: несущей, системы отсчетов синхронизации, битовых потоков (дескремблер) и для формирования полезного цифрового сигнала (демультиплексор). Селектор вида программ и непосредственно программ формирует подкадр, образованный для передачи цифрового дополнительного сигнала, запускает демультиплексор в зави-164 1 ... 13 14 15 16 17 18 19 ... 22 |
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||