|
| |
 |
Главная » Мануалы 1 ... 15 16 17 18 19 20 21 22 И реализующая функции приблизительно 5000 логических вентилей или 250 обычных ИС. Цифровое спутниковое радиовещание обеспечивает передачу через спутниковый телевизионный канал 16 стереопрограмм с качеством, близким к качеству компакт-диска. Цифровая система корреляции ошибок с автоматической интерполяцией гарантирует передачу без помех. Эта система обеспечивает в пределах ФРГ и ГДР применение относительно малых приемных антенн с 30...40 см. При использовании антенны с 090 см возможен прием в со--седних странах. С помощью 16-программных клавиш легко можно выбрать отдельные программы. Дисплей отражает номер выбранной программы соответствующей станции благодаря принятой технике кодирования сигнала и категорию и вид программы. Всего различается 16 видов программ (новости, поп- и рок-музыка, спорт и т. д.). Передаваемый дополнительный код позволяет осуществлять в тюнере поиск определенных программ. При нажиме на клавишу тюнер автоматически переключается на первую найденную программу нужного вида программ и, кроме того, отражает на дисплее информацию о других программах того же вида. Тюнер может оставаться в режиме ожидания, так что при первой передаче установленного вида программ он немедленно воспроизводится. Другие дополнительные коды показывают, передается моно- или стерео-программа, а также музыка или речь для автоматического переключения уровня воспроизведения. Стереоканал может передавать две разные монопрограммы, например, на двух языках. Преобразование цифрового выходного сигнала в аналоговый .звуковой сигнал выполняется по методу 4-разрядного избыточного квантования. Характеристики тюнера Входная частота, МГц: I вход...............118 П вход...............70 Ширина полосы принимаемого сигнала, МГц.....+7... Допустимый диапазон уровней входного сигнала при отношении сигнал-шум 10 ... 14 дБ, мкВ..........59 ... 94 Избирательность относительно сигналов вне полосы ±8 МГц, дБ.................40 Диапазон звуковых частот, Гц......... 15... 15 000 Неравномерность частотной характеристики, дБ: до 14 кГц..............+0,3 на 15 кГц.............. -1 5 Динамический диапазон, дБ..........90 Переходное затухание, дБ...........80 Коэффициент гармоник, %..........0,02 Выход................цифровой и аналоговый Скорость цифрового потока на выходе....... 1,024 Мбит/с ГЛАВА 6 ЦИФРОВОЕ РАДИОВЕЩАНИЕ ДЛЯ ПРИЕМА НА СТАЦИОНАРНЫЕ И МОБИЛЬНЫЕ ПРИЕМНИКИ 6.1. ХАРАКТЕРИСТИКИ НАЗЕМНОГО И СПУТНИКОВОГО КАНАЛОВ РАДИОВЕЩАНИЯ Для устранения недостатков рассмотренного в предыдущей главе радиовещания можно использовать наземные и спутниковые каналы как в существующем диапазоне УКВ (88... 114 МГц), так и в диапазоне 0,5...2 ГГц, предложенном МККР для радиовещания со спутников. Оба варианта должны обеспечить не только стационарный прием, но и прием в автомобиле и на переносные приемники. Радиовещательный наземный вариант канала ЦРВ характеризуется многолучевостью и интерференцией от бытовых и промышленных источников. Основные проблемы связаны с непрерывным изменением условий приема в результате перемещения автомобильного или переносного приемника [22]. Результаты теоретических исследований, приведенных в документах МККР, дают основание рассматривать модель канала в-составе двух частей [27], первая из них позволяет вычислить среднюю энергию, принимаемую на малой площади, линейные размеры которой составляют несколько сотен длин волн, а вторая дает возможность учесть (на площади малых размеров) сочетание нескольких сигналов, принятых после рассеяния препятствиями, расположенными вблизи автомобиля, которые нельзя считать простыми плоскими отражателями (деревья, другие автомобили и т. д.). Вторая часть модели канала зависит от явлений, связанных с взаимодействием приходящих сигналов, обладающих избирательным влиянием на полезный сигнал в пределах каждой полосы частот. Один из этих сигналов принимается без дифракции или отражений на близких препятствиях и поэтому обладает составляющей с постоянной амплитудой. Другие же сигналы приходят после зеркальных отражений и соответственно дифракции на близком расстоянии (рис. 6.1). Модель в целом может соответствовать по своим характеристикам либо селективному каналу, либо каналу с распределением Раиса - Накагами, если как минимум один из принимаемых сигналов имеет постоянную амплитуду, или каналу с распределением Релея, если амплитуды непостоянны. Селективный характер канала связан с задержками Тт волн, получаемых при зеркальных отражениях, относительно периода Т модулирующего сигнала. Если ТтТ, то канал передачи неселективный. Неселективность относится к довольно низким битовым скоростям и однозначно исключается для высококачественного звукового канала.  Явтоприемник \ / >< подерхнасть Передатчиц Рис. 6.1. Условия приема сигналов на мобильный приемник Модель канала, соответствующая явлениям, связанным с многолучевым распространением (МЛР), отвечает следующим условиям: все сигналы равнозначны и отсутствуют сигналы с постоянной амплитудой; частотная избирательность приводит к амплитудным и фазовым искажениям. Последнее утверждение позволяет свести модель к каналу Ре-лея (неселективному), если длительность передаваемых символов велика по сравнению с различием между задержками. Пусть излучаемый сигнал (О = f 2£о (О cos (йо -f Ф (О + Фо). (6-1) где Ео - излучаемая мощность; u{t) - модулирующая амплитуда; .ф() - модулирующая фаза; coo = 2Kfo - угловая частота несущего сигнала; фо - начало координат фазы несущего сигнала. Комплексный сигнал Z (0 = Z(Oexp[j(cOo-fфo)], (6.2> где Z(t)= YEou(t)exp[i<fi(t)] - сигнал относительно начала координат. Приемная антенна на движущемся автомобиле принимает сигнал от М, N разных лучей (рис. 6.1). Каждый из М, iV-вкладов, принятый антенной, можно записать в виде Urnn it) = Стп [t ~ Ттп) еХр (j С0 0. (6-3) где Cmn, Ттп - соответствснно затухание, задержка и доплеров-ская угловая частота субволны п, получающейся из волны т; 7nn = 2ncOoVcosa /C, (6.4) где V - скорость автомобиля; С - скорость света; Omn - угол падения волны по отношению к направлению движения автомобиля. Сигнал на входе приемника г W = 2 2 Сти Zit- Ттп) ехр [j ( о t - соо + со 0] (6.5) m=l (1=1 Выражение можно упростить, если учесть, что по отношению к комплексному модулирующему сигналу Z{t) различие между Tmj, И Ттг очень мало, так как предполагается, что субволны / и i, создаваемые одной и той же волной т, возникают от препятствий рядом с приемной антенной. Если выбрать Тт-{1Щ'Ттп, (6.6) то можно записать щ (t)=Z{t- Т^) Е С^п ехр [j (соо t - ©о + со t)]. (6.7) С каждой из М волн связан мультипликативный член Am (О = 2 Стп ехр [j (о) - соо Г„ )], (6.8) описывающий процесс, спектр которого ограничен полосой [-Vfo/C; У/о/С]. (6.9) Если Я велико, то Am{t) можно рассматривать как сумму двух гауссовских процессов, которые независимы друг от друга и находятся в квадратурном соотношении Лт (О = 2 Стп COS (С0 t+ ф„) + j 2 Стп ЗШ ( + фп). (6. Ю) =1 =1 причем ф„ - случайная переменная, равномерно распределенная на интервале [О, 2я]. Поэтому норма Am{t) следует распределению Релея: p(;.) f(/m)exp(-rV2pJ, если г>0; о, если г<0, где рт представляет собой коэффициент передачи по мощности волны т. Спектр мощности Am{t) можно легко вывести из распределения падения N субволн по отношению к направлению движения автомобиля. Если предположить, что это распределение однородно и непрерывно на [-я, я] (6.9), то спектр мощности процесса, связанного с каждой волной, можно записать в виде yA{v) = pJnY(Vfo/Cr-v\ если {-Vf,/C)<v<{VgC), (6.12) или уа(у) = 0 в прочих случаях. 178 Для перехода от непрерывной модели к дискретной, у которой - это разность по доплеровской частоте между двумя последовательными волнами, достаточно, чтобы CL-УлJv)Ь„, (6.13) N Vf /C SC.= J yA{v)dvp. (6.14) =1 -Vfo/c Поэтому выбранная модель соответствует М независимых каналов Релея, каждый из которых связан с задержкой, определяемой относительно произвольного начала отсчета. Задержки Тт будут определяться как имеющие экспоненциальное распределение в выражении 1/Гое-°, где Го определяет как среднее, так и стандартное отклонение. Если различия задержек Тт малы относительно длительности модулирующего символа, то весь канал можно представить мультипликативным r(t) шумом, распределение Релея которого связано со спектром мощности уравнением y(V)p,/nYiVf,/Cr-v\ (6.15) м где ро= S Рт - коэффициент передачи мощности всего канала, характеризующий среднюю мощность, принимаемую на территории малых размеров. Экспериментальное исследование распространения сигналов в городском районе показало, что при переходе от одной малой зоны к другой распределение передачи мощности рт следует экспоненциальному закойу, средняя величина которого - простая функция от принимаемой мощности, выводимая из распространения в свободном пространстве: Р (Ро) = iVY Ро) ехр [ - (log Ро - log;o)/2o], где p, = E[Pt)]; [P{t) - средняя мощность, принимаемая на больших территориях] ; Ъ^ = Еир,р,П Эта характеристика модели средней мощности ро, принимаемой в области малых размеров, приводит к выражению вероятности ошибок как функции от отношения EbfNo при Еь=Ро - скорости битов, где Л'о - спектральная плотность мощности аддитивного и гауссовского шумов, вводимых принимающей аппаратурой. Спутниковый радиовещательный канал в диапазоне 0,5 ...2 ГГц характеризуется затенением и наличием многолучевости, что особенно характерно для тесных городских районов. Для мобильных приемников следует рассмотреть непрерывное изменение характеристик канала в результате изменения окружающей среды вокруг автомобиля. Известно, что в случае умеренных углов подъема спутника (доклад 955 МККР) интенсивность поля над большими территориями следует экспоненциальному распределению. Однако в пределах малых территорий можно применить две модели распределения; распределение Релея, где нет прямой видимости спутника; распределение Раиса - Накагами, где есть прямая видимость спутника, дающая одну составляющую с постоянной амплитудой наложенную на распределение Релея. Хотя наличие волн с постоянной амплитудой относится к большому количеству мест приема, но должна быть учтена и модель Релея, так как она применима во многих городских районах. Канал может быть частотно-избирательным или неизбирательным в зависимости от соотношения между задержкой распространения отраженных волн и шириной полосы канала. В случае цифровой системы задержка распространения должна быть значительно меньше, чем период символа, для того, чтобы канал считался неселективным. Такой канал обеспечивал бы только довольно низкие скорости потока бит, недостаточные для высококачественного звукового вещания. В случае селективного канала эффективность достигается введением межсимвольной интерференции. Для преодоления проблемы селективности каналов предлага -ется ввести схему перемежения во временной или частотной области, что позволит достичь независимости от селективного эф- )оцесса Релея на Использование фекта процесса Релея и непосредственно от п последовательно модулирующие символы [25 нескольких частотно-разделенных узкополосных каналов уменьшает битовую частоту (увеличивает Т) в каждом независимом канале. Затем необходимо применить сверточное кодирование и декодирование с максимальной вероятностью ( мягкое решение , код Витерби). Можно идентифицировать два процесса, которые в совокупности обеспечивают эффективное использование сверточного кодирования и декодирования с максимальной вероятностью в селективном канале Релея, как уменьшение селективного эффекта канала и как перемежение символов для обеспечения наибольшей независимости. По методу OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex - ортогональное мультиплексирование с разделением частот) полоса передачи делится на несколько перекрывающих друг друга, но взаимно ортогональных несущих. Передаваемый сигнал представляет собой сочетание из М ортогональных мультиплексированных символов с периодом Т на частотах /2, fn с равным интервалом между ними в 1/Г (рис. 6.2). Отдельные несущие модулированы по фазе на достаточно низкой частоте символов, так что селективные эффекты можно уменьшить. Кроме того, защиту от межсимвольной интерференции можно осуществить, передав символы с периодом больше чем Т. Тогда один звуковой канал передается под множеством несущих, равномерно распределенных н Программы 1
Mnecyuiux частот  Рис. 6.2 Модуляция сигналов в системе OFDM леремежающихся по каналу передачи. Банк когерентных демодуляторов выполняет дискретное преобразование Фурье (ДПФ) отсчетов сигналов на такой скорости, что число отсчетов на период символа равно числу субканалов. Это предполагает полностью цифровой приемник, построенный вокруг процессора ДПФ с использованием метода децимации для выбора соответствующего множества несущих, перемежающих нужную звуковую программу. В настоящее время цифровые методы кодирования звука требуют скорости 400... 700 кбит/с для передачи стереофонической программы. Новые схемы кодирования звукового сигнала со значительно уменьшенной битовой частотой используют спектральный анализ и частотно-зависимое распределение бит. Первый подход основан на ДПФ. Эта стратегия преобразования обеспечивает уменьшение избыточности исходного ЗС (источника) путем принятия в линии квантования с порогами восприятия ошибок квантования. Область времени делится на блоки с 1024 отсчетами (интервалы по 23 мс), а область частоты делится на 26 частотных поддиапазонов. В каждом поддиапазоне релевантные величины амплитуды и фазы отсчетов квантуются с учетом маскирующих эффектов человеческого слуха. С целью снижения стоимости аппаратуры кодирования исходного ЗС следует избегать использования метода ДПФ и проблем интервалов во временной области. Для этого необходимо оптимизировать распределение не только шумов квантования, но и шумов битовых ошибок по спектру сигнала относительно его восприятия. Последнее достигается применением субполосного кодирования с 24-полосным разделением на базе четырехпятиэтапного каскада квадратурных зеркальных операций фильтрации. Каждый сигнал субполосы квантуется с распределением бит, учитывающим пороги маскирования восприятия ЗС человеческим слухом. Как преобразующее, так и субполосное кодирования реализуются для скорости передачи ПО кбит/с на монофонический сигнал. Тесты с прослушиванием при этом не обнаруживают воспринимаемого различия между представлением ЗС в 16-битовом линейном кодировании (стандарт компакт-диска, скорость 705,6 кбит/с) и ЗС при преобразующем или при субполосном кодировании. Кроме того, схема субполосного кодирования представляется особенно устойчивой к битовым ошибкам по сравнению с обычными современными системами ИКМ. Поэтому представляется возможным достичь скорости потока до 220 кбит для одной стереофонической программы. Приведем примеры того, что можно достичь сочетанием OFDM, сверточного кодирования, декодирования с максимальной вероят- Та блица 6.1. Идеальные параметры модуляции
Таблица 6.2. Практические параметры модуляции Параметры  Период полезного символа, мкс Период дополнительного символа, мкс Общий период символа, мкс Интервал частот, кГц Число передаваемых несущих Передаваемая ширина полосы, МГц Приблизительная ширина полосы приемника, МГц Суммарная скорость потока на одну несущую, кбнт/с Полезная скорость потока на одну несущую, кбит/с Число несущих на одну звуковую программу Число звуковых каналов Частотный интервал между двумя последовательными несущими, принадлежащими одной и той же звуковой программе, кГц Полезная битовая частота на одну звуковую программу, кбит/с Теоретическое отношение Е- при ВЕР-10- в селективном канале Релея с максимальным расширением задержки меньше 8 мкс, дБ ностью и метода кодирования исходного ЗС (источника). В качестве исходных данных принимаются: скорость потока, требуемая для стереофонической звуковой программы, 200 ...300 кбит/с; модуляция - 4 PSK с когерентным детектированием; кодирование сигналов - частотное перемежение со сверточным кодом при: а) скорости 2/3 и свободном расстоянии 6; б) скорости 1/2 и свободном расстоянии 10. В табл. 6.1 [27] приводимый набор параметров модуляции предполагает идеальную прямоугольную фильтрацию источника без снижения влияния за счет межсимвольной интерференции. В практической ситуации требуется уменьшить число несущих, которые можно эффективно использовать, и увеличить период символов, сохранив эту же операцию в частотной области. Первая модификация учитывает конечный наклон фильтров, используемых в сочетании с ДПФ, вторая обеспечивает дополнительную Таблица 6.3. Параметры систем связи для ЦРВ (применительно к табл. 6.2)
* Эквивалентно полю 15 дБ в примерах обычных систем. защиту от межсимвольной интерференции. Это приводит к расчетному уменьшению имеющейся битовой частоты для звукового сигнала. В табл. 6.2 предполагается введение дополнительного периода символа 2 мкс, который обеспечивает защиту вплоть до максимальной разности лучей при расстоянии до 2,4 км. В обычной системе кодирование подавляет эффект угасания Релея. Поэтому при расчете параметров системы нет необходимости включать коэффициент, связывающий, например, величину 90%-ного распределения Релея с ее средней величиной. Обычно этот коэффициент равен 5 дБ. Поле П,4 дБ будет гарантировать обслуживание потребителей для 100% пунктов в 90% малых площадей. При тех же данных обычной системе понадобилось бы поле 16,4 дБ для охвата 90% пунктов в 90% малых площадей с учетом неселективности канала Релея. В рассматриваемом случае параметры канала связи (табл. 6.3) зависят только от полезной частоты битов и от необходимого минимального значения отношения EINq. Последняя, в свою очередь, зависит от максимальной битовой ошибки и от характеристик сверточного кода. 6.2. ПРИНЦИПЫ МОДУЛЯЦИИ И КАНАЛЬНОГО КОДИРОВАНИЯ Радиовещательный прием на подвижном объекте подвержен многолучевому распространению, помехам в канале и широкополосным импульсным помехам. Как показано ранее, импульсная характеристика канала может быть представлена суммой импульсов Дирака, имеющих различные задержки. Каждый из этих импульсов будет подвержен умножению на коэффициент, амплитуда которого обычно подчиняется закону Релея и который соответствует влиянию местной дифракции вблизи приемника подвижного объекта. Данная последовательность импульсов распространяется на несколько микросекунд, поэтому передача с высокой скоростью передачи бит (порядка Мбит/с) не всегда удачна. Методы, обычно используемые для решения этой проблемы, основаны на расширении длительности символов. Среди них наиболее широко используются методы расширения спектра сигнала, где распространяемые символы имеют широкий спектр и узкую автокорреляционную функцию, позволяя реализовать дискриминацию между различными лучами, составляющими принимающую волну. В основе лежит определение перечня М псевдослучайных ортогональных последовательностей и передача одной из этих последовательностей, которая эквивалентна Iog2M битов информации. К сожалению, ограничение взаимной корреляции между различными последовательностями ведет к существенному увеличению ширины полосы. Последняя не компенсируется увеличением числа бит, распространяемых на символ, поэтому спектральная эффективность такого типа системы всегда относительно низкая. Конкретный пример можно 1 ... 15 16 17 18 19 20 21 22 |
||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||||